 |  | | | | 前面已经知道了绕组电流、输入电压、匝比、占空比、开关频率，选择就可以开始变压器部分了。
正激变压器的励磁电感，这里按经验选择10%的励磁电流，然后根据输入电压，占空比和可以接受的励磁电流，计算得到可以接受的励磁电感量。
根据输出功率选择多大的磁芯，相信各位都有自己的经验之选。在《变压器与电感器设计手册 第三版》书中，作者花了很多篇幅来介绍介于AP值来选择磁芯的方法。Ap值是什么，AP是磁芯横截面Ae（mm^2）和窗口面积Aw(mm^2)。通过横截面和窗口面积的乘积来评估，这个磁芯能做多大的功率输出。当然仅靠Ap还不够，还需要引入：
1、窗口绕线系数Ku（就是在磁磁芯的窗口内，除去骨架，挡墙，胶带，屏蔽，绕线工艺，还能绕多少面积的铜线），按作者的经验，需要隔离的变压器Ku一般选择30%。
2、电流密度，顾名思义，大家都知道。
3、可允许的最大磁通密度,Bmax。
备注：在《变压器与电感器设计手册 第三版》书中，作者对AP法做了非常详细的推导。这里就直接拿来用，不做详细解释。
根据我们的项目经验和Ap值的范围，我们选择了PQ3230磁芯。 其首要的出发点，是觉得它的体积比较小，而且PQ3230的AP值和我们计算得到的值非常接近。
既然确定了磁芯，下面就需要开始确定磁芯和绕线的损耗。如果有条件可以根据可允许的温升，来选择可接受的耗损。但是根据温升来计算，需要变压器的热阻，变压器的热阻通常比较难以准确的评估。所以，这里只是简单的将绕组和磁芯的损耗，各占50%。当然，理想的情况下变压器耗损1%的整体功率，实际要高一些。
这里需要说明一下，根据可接受的磁芯耗损，来反推最大磁通。这个公式是来至《精通开关电源设计》，书中这个公式对应的是PC40的材质，可以在选择Bpk作为参考。也可以根据TDK的磁芯耗损表格来选择Bpk，TDK给出的耗损数据是正弦波的，开关电源是矩形波，所以这个表格，也只是具有一定的参考性。 具体的该选择多大的Bpk，还需要根据绕线匝数、实际测试的温升，等实际情况来评估，这里可能是需要反复的迭代的。
今天先到这里，明天晚上更新匝数和线径的选择。 |
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| | | | | | | | | 何工， 看的真是仔细，还为后人指出错误。 非常感动，
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| | |  | | | | | | | | 怎么回事 ？没反应过来。应该是 DetaB = 2*Bm吗 ？ 2倍关系是怎么来的？ 正激不是双向励磁啊。 |
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| | | | | | | | | | | | | 是我表达有误，这个dB，可以看出计算磁芯耗损的Bac。
这样理解就可以了。 |
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| | | | | |  | | | | | | | | | 围绕B-H曲线的DC偏置点为中心，到0/Bm的距离叫△B
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| | | | | | | 不错，比EXCEL表格好用的多，可以显示详细的计算过程。 |
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| | | | | | | 楼主，你的计算文件我14版的打不开，能麻烦传个兼容14的吗，谢谢 |
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| | | | | | | 请教楼主，计算Cout=δi/2π*fc*0.5V中2π*fc怎么理解？ 这里计算输出电容跟穿越频率的关系是什么？请楼主赐教啊
还后后面加算AP值时，直接给出ΔB=0.25T，和电流密度J=600，这些是经验值吗？有出处没有？ |
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| | | | | | | “我们选择了PQ3230磁芯。其首要的出发点，是觉得它的体积比较小，而且PQ3230的AP值和我们计算得到的值非常接近。”————跟表白的句式有点像，我喜欢x，是因为。。。
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| | | | | 接前文，前面已经得到了在可接受的磁芯耗损下的dB。然后就可以根据变压器的输入电压、占空比、磁芯横截面来算匝数和选择线径了。
备注：计算匝数时，考虑变压器的最恶劣情况， 也就是电压最高，占空比最大时，磁芯是否饱和。
这一点是论坛的张工提出的，我觉得非常有必要考虑这种极限情况。比如，在0A到满载切换时，就可能会把占空比推到最大。
得到匝数后，评估了下原边采用39圈时，励磁电感大概的水平。这里励磁电感又和原边电流有关系，前文已经说到了。
下面考虑绕线问题，考虑磁芯窗口面积的30%用于绕线。而且假设原边和副边各占15%，就可以评估一下大概能绕多少铜线。这里只是在选择线径时的一个评估，目的是心里有个数。
然后计算辅助绕组的匝数：
验证占空比，我这个表格是反复迭代后的数据。 原边的匝数选择考虑了：变压器的层数最小化和一层内能绕下最大匝数来确定。
既然选择了匝数，就要考虑选择线径了。
线径选择首先要考虑集肤效应，那么是不是根据集肤效应选择铜线直径，然后用多股并绕来达到可接受的电流密度。
然后变压器就效率就高了呢？不一定的。这其实是一个误区，在陈为教授的一个PPT里有这么一个句话：
那么我们考虑线径，是不是就不要考虑集肤效应了？也不是，我们还要考虑变压器绕组的另外一种耗损，临近效应。
临近效应使电流靠近绕组的交界面，更一步的减少了导线的可流过电流的面积，等效的加大了导线的阻抗。临近效应比集肤效应，更加值得考虑。
相信大家，是对临近效应有一定的了解。 本人能力有效，不能把临近效应讲的清楚透彻，就不拿出来献丑了。关于临近效应有很多文档和书籍讲到。
讲到降低临近效应最简单和有效的手段就是，降低绕组交界面的磁场强度。也就是采用三明治绕法，见下图。（这个PPT，我放在这一楼供大家下载。）
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在这个开关频率下，集肤深度为0.21mm。如果按常规选择就选择0.42的线了，但是需要考虑临近效应、考虑层数、考虑Rac/Rdc的值。
这里可以参考的就是Dowel曲线，这位牛人在70年代就提出了临近效应、绕组交流阻抗的问题。后面很多的书籍，基本都是引用这位大牛人的论文。
见上图， 美中不足的是正弦波作用下的Dowell曲线。Y轴Fr是 Rac/Rdc的值，X轴是线径，是线的直径和集肤深度的比值，p为绕组的等效层数。
比如X为11，就是线径的直径为0.21mm，X为2就是直接0.421。在精通开关电源设计第二版中，作者提出了用傅里叶展开分解电源的矩形波，然后得到矩形波下的Dowel曲线，这个图我画了几次，都没有成功。大家可以去看看这本书。
采用三明治绕组的结构（1/3/1），次级等效层数为P=1.5。对比曲线发现在集肤深度/铜厚度=1时，Rac/Rdc的值，并非最优（因为铜箔太薄，Rdc太大）。反而在集肤深度/铜厚度=1.5时(铜线横截面=1.5
倍集肤深度，铜箔的Rdc还可以接受)，Rac/Rdc有最优值，如果继续加大铜厚X =2（加厚铜箔Rdc是减小了， 但是Rac会继续加大），那么反而不再明显。
根据骨架槽宽，如果不加挡墙时。用0.4mm两股并绕，大约一层内能饶下23圈，那么我就可以在一层内用两股0.4mm并绕，并且一层内只需绕19圈。
原边绕组完全可以在两层内饶完，这样变压器的结构是：原边两层，分开绕。副边3层，用铜箔绕。这样就基本确定了变压器的结构和线径。
文档下载：
高频变压器绕组损耗与设计技术.pdf |
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| | | | | | | | | | | 杨工，您好，mathcad文件打不开，能否再发一次，能把后面38仿真的放进去就更好了，谢谢
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| | | | | | | | | 确实，变压器的绕组的线径选择和结构设计，是最复杂和最烦人的。 |
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| | | | | | | | | | | 对于电感，变压器设计其实也简单，主要就抓住两点：安匝平衡和安培定律来分析，所有的磁路上的分析都通过这些基础的东西来分析得到的。 |
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| | | | | | | 你得辅助绕组匝数计算，辅助绕组输出16.5v，结果计算出来2匝，主绕组12V，3匝！！！ |
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| | | | | | | 在正激、桥式的拓扑都会存在输出电感，这个电感的电感量会影响电感上的纹波电流，也影响了输出电容上的纹波电流和体积。
在《精通开关电源设计》里，作者提出了电感纹波电流比为0.4 时，电感体积和纹波电流都能达到比较优秀的结果。
现在列出计算电感所需的数据：
然后是要选择电感的磁心，铁硅铝是常规的选择。但是这个项目体积受限，电感的体积是越小越好的。
我们选择是高磁通材质的磁心，外径27mm 厚度12mm磁导率60 。如果用铁硅铝的磁心来做，在满载时，较高的直流偏置会使电感量下降不少，这样也就影响了磁心损耗和输出电容的纹波电流压力。
而高磁通虽然成本比铁硅铝高一点点，但是我们主要考虑到体积较小，而且在高直流偏置时的电感量。
用磁环来做电感，可以很简单的根据电感系数来计算电感量。然后根据直流偏置下降系数，稍微增加一些匝数达到在满载时，电感量依然能达到我们的要求。
确定了匝数，后面就是选择线径和计算磁芯耗损了。
好了，谢谢观看。到这里就结束了，变压器和磁性元件的计算。 |
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| | | | | | | | | | | | | 几个疑问：1就是不敢相信这个外径27MM.内径14MM的环，这么绕1.2*4的线，是机器绕吗？
2，7.5uH的电感在双管正激输出整流，纹波能达到标准，那么小的一个环要续流达到28A的储存能量不敢恭维。
3，硬整流效率38A输出效率达95,是不是有水分？
楼主书写，编辑，理论水平超高，非常佩服，这贴可惜没有实物，实测图片。
在下一直在做双管正激38-100输入,12输出，也有320V输入， 12V40A输出效率只能达85-90范围。变压器基本与你相识，输出电感外径39，内径25,3*1.5绕线，电感量27UH，320V输入好点。效率89-90,12V40A，最大电流60A，俺也不会算一大堆东西，2个土山寨公式解决变比，根本不按公式算匝数，习惯按电流算线径，分配线径绕变压器，能绕多少砸数就是定多少，（依据是规格变压器能做多少功率基本定型，剩下的就是1平方的线你要决定走多少电流，走捷径，不勉强）
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| | | | | | | | | | | | | | | 你这个做出来的效率和使用磁环尺寸基本靠谱。 而且实际变压器绕制时候也是根据绕满层情况对计算值有调整。
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| | | | | | | | | 作者，有点不理解的是为什么求解磁场强度时要乘0.4Π的系数？ |
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| | | | | | | | | 请教一下大家，上述公式计算得出所需截面积是1.2mm线径截面积的7倍多，为什么选择4股1.2mm线并绕而不是8倍呢，还有计算绕组线径时，250*10^-6是怎么计算得来的呢？？
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| | | | | | | 这个设计的原档，Mathcad打不开，麻烦在添加一次~ |
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| | | | | | | 写的不错，整好这几天我看看这个书写的精华，好好向楼主学习下。 |
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| | | | | | | 可以另存为，这个波形的图片。
我本来保存的一个很大的图，上传到网上就看不清楚了。 |
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| | | | | 越来越多的公司要求会mathcad了，我对需求mathcad跟楼主一样，直接输入公式，计算结果自己出来，避免了计算失误和误差，反复迭代很方便。 |
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| | | | | 输出电容的在穿越频率处的阻抗*动态电流=动态负载切换时的电压变化值。
这句话没错，可你这 35A 的值是怎么来的呢？ |
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| | | | | | | 这个35A是我们规格书订的要求，电流从3A到38A之间切换。 |
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| | | | | 我曾经也梦想过，MATHCAD让我梦想成真！感谢楼主，感谢帅锅~顶上去！！！ |
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| | | | | | | 在数学格式化和 文本格式化中 可以修改字体和字的大小，便于排版。 |
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| | | | | | | | | | | 楼主用的是Prime3.1么？有个关于新版本的问题 好郁闷 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 用14.0感觉特别棒的就是插入的xy绘图有次要y轴，有两个y轴，绘制bode图特别好，但是prime 3.1怎么也搞不出两个y轴出来啊 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 找到官方文件说了，Prime3.1不支持次要y轴。只有一个y轴 |
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| | | | | | | 你是想要进行符号运算？
符号运算，我用的比较少，不太熟悉哦。抱歉 |
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| | | | | | | | | | | | | 需要和谐包，可以Email我~416474543@qq.com |
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| | | | | | | | | 如何用MATHCAD15.0 打开你那个计算文档？ |
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| | | | | | | 我的问题解决了啊，跟大家分享下吧，这个问题估计是他们服务器的问题吧。我就用我的邮箱试了很多次，终于可以通过了。
真不知道，是什么原因。 |
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| | | | | 很好，希望多介绍一些计算实例，以便大家快速掌握。上次北京讲座的PPT不知道啥时候能发？ |
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| | | | | 搂住看到你用这个软件解的实例.很详细,但是有几个地方不太明白请指教,1你算匝比时用到了N=Vins/(Vmin*n) 这里次级电压除以最低输入电压合效率的乘积,这是什么说法.这里的效率会有很大变化会影响匝比的.2初级圈数的计算Nppp=(Vinmax*Dmax)/(Fsw*Ae*Bm)这里为什么用Bm不用ΔB,我认为应该用ΔB应为这个是线圈在磁铁上产生的变化量,Bm是磁铁的饱和磁通量相对来说是个定量他的磁通没有都在线圈里工作,请指教 |
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| | | | | | | 计算表里面的名字，是只是一个符号。
习惯不一样，我这里是用0.28T来计算的，按你的说法，应该就是Bm。
谢谢，你看的很仔细。 |
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| | | | | | | 老师，你好，看了你的计算过程，觉得很精辟。我现在在做一个2千瓦的电源，用的是推挽拓扑，请问我可以用你的计算方法吗？可以分享下推挽，全桥的计算案例吗？
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| | | | | 新一期的PTC Mathcad 免费下载活动又开始啦！正版免费mathcad软件，同时有多重福利可拿，点击查看详情
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| | | | | 做了APFC后，Fline不应该是100Hz了么？ |
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| | | | | 对你的计算书的细化和解释哈；压缩包内的文件用软件【maple】打开。
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| | | | | 将你的计算书细化了一下，压缩包内文件是maple的。
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杨工写的 太好了 可以出书印刷了 我来捧个场
原来都是熟人
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