| | | | | 在变压器隔离驱动中所以的问题都源自于正激变压器中的励磁电感,这个励磁电感不能无限大那么就一定会储能那么就需要能的释放(磁复位),这个磁能释放过程导致了这种隔离驱动电路的诸多问题。在我们通常的正激变压器中为了实现磁复位会加一些限制比如占空比不能超过50%(复位绕组等于初级绕组时),当我们用于驱动时我们期望占空比的变化范围可以是0~100%,同时还要满足可靠的磁复位那么如何解决这一矛盾?
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| | | | | | | 解决这一矛盾的方法就是既要满足不大于50%的占空比又要满足100%的占空比,如何实现?我用的方法是调制,用两个驱动信号一个为正常的PWM信号(0~100%)另一个为频率略高于PWM信号占空比固定为50%的信号,将这两个信号采用“与”的方式调制在一起。电路采用的是“正激拓扑”(无输出滤波电感),这种拓扑没办法实现零或者负电压所以驱动电路里用了两路,一路充电一路放电。见图2一种变压器隔离驱动
变压器隔离驱动
图2 一种变压器隔离驱动 在这个电路中Kon和Koff信号都是占空比不大于50%叠加有PWM信号的调制波,由于电路有复位绕组励磁电流会自动复位,在输出端所接的MOS管栅极等效为一个电容,这个电容有解调的作用可以将PWM信号波从调制波里复原出来。见图3的仿真结果
驱动波形
图3 变压器格力驱动仿真波形 见图3,PWM信号与K1信号相与调制出Kon和Koff信号,经过栅极电容的解调栅极驱动电压几乎被无损的还原回来。图2中的电阻R1是充电限流电阻其效果在图3的栅极驱动电压波形上升沿体现,电阻R2是放电限流电阻,这两个电阻直接影响开关速度及驱动波形。 在图3中励磁电感电流在每个K1信号周期都能够自动的复位,从而解决了磁复位对电路的影响。 这种驱动电路在设计上比正激变换器还要简单(没有滤波电感),其中K1信号的频率选取原则是其开关周期小于PWM或者PFM中的最小开关周期即可,但是会有信号延迟的概率所以K1频率越高越好这样输出驱动波形延迟概率就越小,后续将会有另一种K1信号发生方式不需要高的K1频率。
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| | | | | | | | | 在图3中PWM信号和K1信号属于异步信号换句话说就是两者没有什么关联,那么就会发生K1信号本该是高电平的时候实际却是低电平的情况结果是造成驱动波形的延后。解决方法是把异步换成同步,见图4
同步驱动波形
图4 K信号同步驱动波形 图4中的K11信号由PWM上升沿触发占空比为50%,此信号同PWM相与得到Kon信号。K22信号由PWM下降沿触发占空比为50%,此信号同/PWM信号相与得到Koff信号。采用同步的方式就解决了随机延迟问题,K信号的频率或大或小都没有问题只要不低于PWM的最大频率就可以。图4中的二极管D1的充电电流是很窄的一个小尖峰这是变压器次级电压通过限流电阻对栅极电容的充电波形,图中这个电流波形在每个PWM周期中只有一次,说明在Kon信号到来后栅极驱动电压瞬间就达到设定值并不受Kon信号的限制,而后面的Kon信号也没起到多大作用(如果栅极电压有下降趋势后级Kon信号可以维持这个电压不变)。
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| | | | | | | | | | | 再来张K信号频率稍高的图
K信号频率较高的波形
图5 K信号频率较高的波形
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占空比2%
图6 占空比2%
占空比98%
图7 占空比98%
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| | | | | | | | | 调制思路很好啊,改进一下用一个变压器应该也是可以实现的。
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| | | | | | | | | 觉得这样好麻烦。
信号调制完全可以在输入变压器前调制啊,直接用个与门。
另外,加隔直电容,让变压器输入为正负电平,应该就不存在磁复位的问题了吧?
另外,当PWM为低的时候,这个结构相当于变压器输入为0,次级没电,那IGBT或mos管栅极不就等于是悬空了?
所以有个想法,就是将PWM信号用运放和一个直流信号相加,抬高十几V,然后再和一个上MHz的信号相乘再放大电流,输入变压器,次级一方面对输出整流滤波充当电源,另一方面把信号通过一个低通滤波器,得到直流波形,再隔直,整流,整形,还原出PWM送入图腾柱放大,用于驱动。
不过这样觉得好麻烦,虽然省了一个变压器,但初级多了运放,乘法器,次级也要相应多一堆二极管,电阻电容。
觉得还是用两个变压器,一个传信号,另外一个供电,这样来的简单可靠。
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| | | | | | | | | | | 1、信号调制就是用与门在输入变压器前完成的。
2、加隔直电容可以解决磁复位但会有动态响应问题(占空比突变时)。
3、这种结构的缺陷就是需要两个变压器类似于推挽结构,一路变压器控制开一路控制关。
4、这里用的方法是PWM信号同MHz(理论上调制周期小于PWM最小占空比就可以)进行“与”逻辑调制,次级二极管配合MOS管栅极解调,这大概跟你的想法类似不过实现起来是很简单的。
5、这种“麻烦”的电路缺点除需两个变压器外其精度受“MHz”级的调制信号影响,优点是可以实现0-100%的占空比,支持占空比大范围突变,效果近似于对MOS管直接驱动。一般类型的变压器隔离驱动光100%占空比都无法实现。
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| | | | | | | | | | | | | 去年九月看导师给的论文里面比较了四种驱动,两种就是高频调制的,由于论文并不是主讲驱动的,变压器这块就没那么细,当时怎么看都没看懂,今天终于看懂了!要说到最早的话,貌似那时候研究这个问题看过一个2001年的专利,控制信号也是高频调制的,但是是针对变换器的。
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| | | | | 我对这个问题非常感兴趣,我做半桥硬开关电源,功率2KW左右,一直用的是变压器。由于入门时间不长,之前一直没有注意过变压器这块。最近发现了一些问题,导致这样那样的问题。开始研究驱动变,可是没有找到什么好的资料。
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| | | | | | | 同步调制电路可以自己做一个,如果采用了这种电路我相信不会让你失望的!
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| | | | | | | | | | | 像图2的那种驱动模块目前只能驱动一个MOS管,要用到半桥就得两个这样的模块吧。这个驱动信号用模拟电路去实现稍微麻烦点如何会用单片机就简单多了,PWM信号的上升沿和下降沿分别作为外部中断信号当中断信号到来时分别产生两个占空比固定为50%的方波,在程序中这两个方波再同PWM、/PWM信号相“与”一路输出Kon一路输出Koff,可参考图5的波形。
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| | | | | | | | | | | | | 对了,有没有半桥多管并联的驱动芯片,就是驱动能力很强的?价格不能太高10元以内的吧
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个我比较业余,建议你还是发帖问问论坛里的高手们,那帮家伙经验丰富的很
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 那就先不说加钱,推荐个,我做半桥或全桥,能驱动3~4组管子的。也就是8只管子,现在用仙童的40N60
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | SI8234, SI8233等.
或者UC27524/UC27323 + 驱动变压器
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 凭个人一点经验。由于我的电源一般都需要大范围调频率(20~40)和占空比(老板要求0~最大,当然不可能超过死区),像这种情况是不是用变压器直接驱动不太好?反正确实不稳定,不知道是不是驱动造成。好多IC可以代替变压器,但是需要多路辅助电源,目前只有控制电路一路12V。如果采用变压器加IC,然后用驱动变给后级IC供电,不知是否可以解决电源不稳定问题。仁兄指点一下
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 指点不了呀,因为变压器驱动的方式,我没用过 ,亦没有研究过当Duty比较小时有何隐患。只是见到同事有在用,用UCC27524后面加一级隔离变压器,驱动半桥,据他说效果还不错。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哎呀!其实我就是想在公司现有的电路优化。所以不想用带隔离IC,因为得加额外电源。所以就想用变压器。不知道怎么优化,有点盲目。你说的变压器前面加的IC主要啥优点?我目前用4个MOS做的推挽来推驱动变压器。
本帖最后由 budaoweng6789 于 2015-9-27 21:35 编辑
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| | | | | 佩服LZ的创新精神。类似这种Modulated的方法好像已经有了,虽然细节未必和LZ的一样。
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| | | | | | | 比如Sillicon Labs的隔离驱动芯片,采用的就是这种方法
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| | | | | | | | | 麻草兄总是能接触到一些高端技术,帖子里的这种驱动方式有专利限制吗?这个驱动又简单性能又理想为何没见广泛应用呢?
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| | | | | | | | | | | 论专业素养,恐怕boy兄要甩我两条街呀...Sillicon Labs的玩意儿是个好东西,但价格也是贵到不得了,目前也就在一些对成本不怎么敏感的电源中见到。估计没有什么专利限制。
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| | | | | | | | | | | | | 麻草兄说的让我无地自容,这个驱动电路完全可以自己做不用专门的驱动芯片,我仿真的时候用的驱动信号发生电路如下
图8 隔离变压器驱动信号发生电路
麻草兄也是仿真的行家可以参考一下这个电路,其中用到了与、或、非门、比较器及三级管电阻电容,还有三个基准电压0.1V、1V、2V,1V:2V是调整50%占空比的。个人觉得这种隔离驱动比较有实用价值的,麻草兄是这方面的专家如果实验成功了我相信这种电路会很快的被推广出去的。
(原电路里少了个非门现已补上)
本帖最后由 boy59 于 2015-9-22 10:39 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 今天抽空查了一下,貌似阮新波早在十年前就用过这种高频载波电路来驱动大功率MOSFET/IGBT,不过他只用了一个变压器,既传递驱动信号,又传递驱动能量,也是用了一大堆逻辑器件,晶振、触发器、与非门等,原理没有深究。。。目前还不清楚有没有申请专利。
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| | | | | | | | | | | | | 老兄,SL的东西不贵的,替代TLP250类的东西一片只要3-4元左右的。实际上,SL的东西他的传输是电容耦合类的,和TI的技术应该是一样的,目前这种东西的缺陷很高,我曾经用过一批,失效率远远超过光耦,研究下来,是对于电源供电要求及严格,有时候电源出现尖峰都容易造成芯片烧毁。
boy兄的这个技术,是利用变压器一边传输能量,一边传递信号,这个东西在专门的IGBT驱动里面有,以前许工的帖子里面也见到过,不过和这个不一样,期待boy兄将这个做完善,造福大家。
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| | | | | | | | | | | | | | | k11=1;k22=1;
while(1)
{
if(pwm==1) // 输入PWM信号为高电平
{
k22=1;j=0;
if(++i>100) // 延时程序,100根据实际情况选取
{
i=0;
k11=!k11; // 50%占空比K信号
}
}
else
if(pwm==0) // 输入PWM信号为低电平
{
k11=1;i=0;
if(++j>100)
{
j=0;
k22=!k22
}
}
Kon=pwm&k11; // 输出Kon信号
Koff=(!pwm)&k22; // 输出Koff信号
//delay_us();
}
这个是用单片机实现的方法,版主可以参考一下
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个。。。我是看的mouser报价,批量还真不清楚,多谢告知。
我们也有在用,貌似没有坏过呀
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| | | | | | | | | | | 感觉成品驱动模块因为要考虑保护功能,要加不少器件,这个驱动方式恐怕提供不了那么多能量,所以现在基本上都是一个变压器传信号,另外一个供电。
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| | | | | | | | | | | | | 保护可以加一个钳位二极管或许什么都不用加(跟变压器工艺有关),这种驱动是正激式的直接驱动,传递能量只受导线线径的限制。
两个变压器一个传能量一个传信号是怎样的电路?传信号的那一路磁复位等一些问题又是如何处理的?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 两种方式,一种是采用高频载波调幅的方式传送能量和信号,只需要一个变压器即可,但传送信号的延迟会比较大些。
另外一种是脉冲边沿调制,传送信号的延迟最小,但必须得加一个变压器来传送能量,不过传送信号的这个变压器可以做得非常小。
不过看国外的驱动模块,基本上采用的是第二种方式。我想原因可能是,驱动的都是半桥模块,传送能量只需要一个变压器即可,即便是加上两个传送信号的小变压器,尺寸体积也比两个传送能量的变压器小。
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| | | | | 在原电路的基础上做了些改进实现了对半桥电路的驱动,改进后的电路如下
半桥驱动
图9 半桥隔离驱动 图9的半桥驱动相对于图2就是在输出多增加了一路,对于半桥这种类型的电路要确保上下管不直通,如果发生了直通轻则损耗增大重则炸管。针对这一问题一般都是增加一段死区时间先确定上下俩管都关闭后再开启其中一个管子,在死区时间内电流是通过MOS管的体二极管导通的效率会受影响尤其是在低压大电流的场合,所以死区时间应尽量的短。 无论多快速的开关在开关的瞬间都是不能突变的,如果将时间轴拉长在这极短的瞬间也可以看作为线性区,如果死区时间控制在这线性区内电路的效率将会最高。由于这段时间非常的短如果上下管分两路独立控制那么几乎是不可能实现的,通过变压器的统一控制可以解决这个问题。见下面的仿真图
半桥驱动
图10 半桥隔离驱动波形 通过变压器的统一控制可使上下管驱动波形十分对称,实际应用时可增加一点死区时间以确保电路的可靠性,一种方法是通过增大电子R1使上升沿变缓,仿真波形如下
加死区的半桥驱动
图11加入死区时间的半桥隔离驱动波形 如图11的驱动波形可以保证半桥电路在不直通的前提下使死区时间最短效率最高。 这里的半桥电路也可换成同步整流电路(如Boost电路)那么这个隔离驱动就可用于同步整流的控制实现最高效的同步整流。
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| | | | | | | 偶然看到一款集成芯片也是采用调制思想实现的隔离驱动电路。 图12 集成芯片UC3724/3725构成的驱动电路 电路构成如图12 所示。其中UC3724用来产生高频载波信号,载波频率由电容CT和电阻RT决定。一般载波频率小于600kHz,4脚和6脚两端产生高频调制波,经高频小磁环变压器隔离后送到UC3725芯片7、8两脚经UC3725进行调制后得到驱动信号,UC3725内部有一肖特基整流桥同时将7、8脚的高频调制波整流成一直流电压供驱动所需功率。一般来说载波频率越高驱动延时越小,但太高抗干扰变差;隔离变压器磁化电感越大磁化电流越小,UC3724发热越少,但太大使匝数增多导致寄生参数影响变大,同样会使抗干扰能力降低。根据实验数据得出:对于开关频率小于100kHz的信号一般取(400~500)kHz载波频率较好,变压器选用较高磁导如5K、7K等高频环形磁芯,其原边磁化电感小于约1毫亨左右为好。这种驱动电路仅适合于信号频率小于100kHz的场合,因信号频率相对载波频率太高的话,相对延时太多,且所需驱动功率增大,UC3724和UC3725芯片发热温升较高,故100kHz以上开关频率仅对较小极电容的MOSFET才可以。对于1kVA左右开关频率小于100kHz的场合,它是一种良好的驱动电路。该电路具有以下特点:单电源工作,控制信号与驱动实现隔离,结构简单尺寸较小,尤其适用于占空比变化不确定或信号频率也变化的场合。 图13 UC3724/3725内部电路
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| | | | | | | | | 比较悲催的是,这个系列的芯片都停产了。TI官网里能找到的隔离驱动芯片全部是电容隔离的。 |
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