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| | | | | | | | | 八、输出过压保护电路的原理: 输出过压保护电路的作用是:当输出电压超过设计值时,把输出电压限定在一安全值的范围内。当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时,过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备。应用最为普遍的过压保护电路有如下几种: 1、可控硅触发保护电路: 如上图,当Uo1输出升高,稳压管(Z3)击穿导通,可控硅(SCR1)的控制端得到触发电压,因此可控硅导通。Uo2电压对地短路,过流保护电路或短路保护电路就会工作,停止整个电源电路的工作。当输出过压现象排除,可控硅的控制端触发电压通过R对地泄放,可控硅恢复断开状态。 2、光电耦合保护电路:
如上图,当Uo有过压现象时,稳压管击穿导通,经光耦(OT2)R6到地产生电流流过,光电耦合器的发光二极管发光,从而使光电耦合器的光敏三极管导通。Q1基极得电导通, 3842的③脚电降低,使IC关闭,停止整个电源的工作,Uo为零,周而复始。 3、输出限压保护电路: 输出限压保护电路如下图,当输出电压升高,稳压管导通光耦导通,Q1基极有驱动电压而道通,UC3842③电压升高,输出降低,稳压管不导通,UC3842③电压降低,输出电压升高。周而复始,输出电压将稳定在一范围内(取决于稳压管的稳压值)。
4、输出过压锁死电路:
图A的工作原理是: 当输出电压Uo升高,稳压管导通,光耦导通,Q2基极得电导通,由于Q2的导通Q1基极电压降低也导通,Vcc电压经R1、Q1、R2使Q2始终导通,UC3842③脚始终是高电平而停止工作。在图B中,UO升高U1③脚电压升高,①脚输出高电平,由于D1、R1的存在,U1①脚始终输出高电平Q1始终导通,UC3842①脚始终是低电平而停止工作。 九、功率因数校正电路(PFC): 1、原理示意图:
2、工作原理: 输入电压经L1、L2、L3等组成的EMI滤波器,BRG1整流一路送PFC电感,另一路经R1、R2分压后送入PFC控制器作为输入电压的取样,用以调整控制信号的占空比,即改变Q1的导通和关断时间,稳定PFC输出电压。L4是PFC电感,它在Q1导通时储存能量,在
Q1关断时施放能量。D1是启动二极管。D2是PFC整流二极管,C6、C7滤波。PFC电压一路送后级电路,另一路经R3、R4分压后送入PFC控制器作为PFC输出电压的取样,用以调整控制信号的占空比,稳定PFC输出电压。 十、输入过欠压保护: 1、 原理图:
2、 工作原理: AC输入和DC输入的开关电源的输入过欠压保护原理大致相同。保护电路的取样电压均来自输入滤波后的电压。 取样电压分为两路,一路经R1、R2、R3、R4分压后输入比较器3脚,如取样电压高于2脚基准电压,比较器1脚输出高电平去控制主控制器使其关断,电源无输出。另一路经R7、R8、R9、R10分压后输入比较器6脚,如取样电压低于5脚基准电压,比较器7脚输出高电平去控制主控制器使其关断,电源无输出。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-19 22:30 编辑
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| | | | | | | | | | | PFC 能给我发一个详细的资料嘛,一直没做过超过75W的没机会碰,想看看, |
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| | | | | | | | | | | | | 好吧,我总结后,可以给你发一份,说一下你的邮箱。 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-21 20:09 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 谢谢 本帖最后由 liang099 于 2015-11-22 22:47 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 您好,仔细看了您提供的学习资料感觉特别好。最近在学习PFC,准备做这方面的项目,这个资料能给我发一份吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这些软件的准确度怎么样,楼主都用过吗,设计的变压器电感用到过产品中吗
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 准确度可以,不过我会根据实际测试结果稍微微调一下参数。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 很感谢楼主的帖子,相当的好。对于我这种初学者,是个很好的学习机会。我想问一下这些是用什么打开的,谢谢!
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 解压后直接打开就行了,他们就是个小软件,不需要安装的。
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼主您好,我想请问您,反击变换器中,我自己绕变压器,原边感量30UH,漏感0.8uh,输出12V,电路是Vcc闭环,输出12V开环,现在出现情况时,付边一带载,电压就从12V掉到2V,这是什么原因引起的? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 请问楼主这个软件可以用来测试效率吗?就是根据这个软件搭建出仿真电路,然后来测试效率?
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| | | | | | | | | | | | | 我也在学这个,能发我一份吗qq:1171971132@qq.com
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| | | | | | | | | 今晚到此,明天继续,睡觉! 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-19 22:35 编辑
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| | | | | | | | | 常用开关电源基本工作模式:
开关电源工作原理是应用开关器件(如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等),通过控制电路,使电子开关器件不停地“开关”,让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制,从而实现DC/AC、DC/DC电压变换,以及输出电压可调和自动稳压。
根据其工作模式常见的开关电源可分三种,AC/DC稳压式开关电源,DC/DC底电压直流式电源,DC/AC逆变电源。工作模式是频率、脉冲宽度固定模式,频率固定、脉冲宽度可变模式,频率、脉冲宽度可变模式。
根据开关电源电路中连接的方式,目前比较广泛使用的开关电源,大体上可分为:串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中,变压器式开关电源(简称变压器开关电源)还可以进一步分成:推挽式、半桥式、全桥式等多种;根据变压器的激励和输出电压的相位,又可以分成:正激式、反激式、单激式和双激式等多种;从用途上来分,还可以分成更多种类。
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| | | | | | | | | 滤波电路,第2条抗浪涌,能不能详细的讲讲抗浪涌电路没太看明白。 |
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| | | | | | | | | | | 先说个基本的,一般情况下,浪涌指的开机瞬间,由于输入大电容两级之间的电压不能突变,相当于输入侧的输入阻抗非常小,这样的话,开机的瞬间会有很大的浪涌电流流过初级侧,电流一般都很大,频率也大,会引起电磁波对周围的电器造成干扰,对此需要在输入侧加一个合适NTC负温度系数的热敏电阻,这样开机时,NTC的阻值是常态值(几欧姆左右),这样的话相当于加大了输入阻抗,浪涌电流就会变小了。对于NTC的参数选择,我不建议用什么公式, 就测试浪涌电流和效率,两者是跷跷板,选值要兼顾两者。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-21 19:17 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 不赞同楼主说的“对于NTC的参数选择,我不建议用什么公式” 。
不计算如何能知道用多大的阻值的NTC?又如何知道选多大功率的NTC?通常NTC的选择需考虑以下因素:
1. 浪涌电流的能量
2. 最小阻值(at t = 0)
3. 稳态电流
4. 环境温度,环境温度高了要考虑降额使用。
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| | | | | | | | | 我理解了一下你看看对不对,RT1因浪涌电路压降变大,烧毁,电流通过R5到R4,得到一个大于0.7V的电压驱动Q1,C7防止过冲误判断,R3是什么作用没理解 |
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| | | | | | | | | | | 对的,可以这么理解。由于NTC的存在,会使效率变低,所以在开机后要短路ntc不使其工作,就是我上面的那个比较复杂的电路,它还有保护后面的作用。
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| | | | | | | | | | | | | | | R3是给电容C6放电的,电源关机时,电容C6上残余的有电压,需要电阻给他放电,才能在下次开机瞬间,C6两端的电压是从0V慢慢升高的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | " 如果C8漏电或后级电路短路现象,在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大,Q1导通使Q2没有栅极电压不导通,"RT1上的压降增大,Q1是怎么导通的, 谢谢。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 向您请教:没看明白为什么RT1压降增大,Q1三极管会导通?顺着电流方向,RT1热敏电阻上的电压左正右负的话,Q1基极的电位怎么会大于发射极呢?
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| | | | | | | | | | | 按照你的理解是有问题的,由于C6的存在,Q2不导通,那么RT1烧毁后,电流是从R4到R5,到地。 |
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| | | | | | | | | | | R3应该是给C6提供放电回路,为下次开机保护做准备。没有看见楼主已经回复,多此一举。
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| | | | | | | | | MOS工作原理一图,为什么D2后面再接一个D1有什么好处,C4R6什么作用相当于Vds并个电容嘛改善EMI,另外能不能帮我解释下为什么C4下面串个电阻怎么工作,困扰很久了。 |
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| | | | | | | | | | | 很欣慰楼主如此细心,你所提到的电路都属于附加电路,不用他们也可以,加他们就是为了克服难以解决的EMI(主要是辐射RE)问题,D1相当于钳位,可是与他并联的电阻的电位恒定在0.7V左右,这样可以降低R8的功耗,并改善EMI.C4R6电容嘛改善EMI,一般情况下只加个C4(即使pF)就可以了,但是消耗在C4上的能量也不小,串个电阻以限制电流,降低功耗。其实RC的吸收功能也很强大。 |
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| | | | | | | | | 短路保护电路 第一种保护,光耦原边不导通,1脚电位5V,R2 R3分压吧R3大于431基准导通,R1应该是限流电阻这里是不是有笔误。 |
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| | | | | | | | | 短路保护章节,4限流短路保护,通过CS电阻电压升高触发阀值电压保护,这种是不是应该称为过载保护,以前一直叫过流保护,但是有的IC规格书的确写的是过载保护这就看糊涂了。 谢谢楼主看你的帖子太爽了。把IC内部的东西都讲解了。 |
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| | | | | | | | | | | 恩,可以这么理解,过载是指初级侧的,过流是指次级侧,举个例子啊,我如12V 3A的电源,过流点是4A,此时次级侧保护时的功率是48W左右,可是初级侧是大于48W的,应为有效率的存在,能量从初级通过变压器传输到次级侧是有损耗的。这样你应该明白了吧。
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| | | | | | | | | 这个电路我做过,RS采样电阻损耗太大,当时有听人说用锰铜丝,但是案子没做了没仔细研究,能讲讲嘛 |
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| | | | | | | | | | | 是的,锰铜丝效果会更好,还不占体积,如果电流比较大的话就选择锰铜丝。普通电阻的阻值范围更广,一般用于小功率的采样。
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| | | | | | | | | | | | | 就是因为精度高嘛,体积小嘛,损耗还是不变的,在不带线补的情况下,这个输出电压降低和损耗怎么办。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 一般情况下,输出电压的负载调整率是5%,还是满宽的,在这个调整率范围呢,采样电阻造成的压降和损耗不会影响很大,一般adapter输出都是带电线的,在线上的压降是考虑的重点,这就要选择合适的线了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这么晚还在啊 这个问题帮我解惑下。变压器设计我一值有个困扰,比如算出来的感量1.2mH,测试频率 电压 机器的内阻,我们该怎么选取。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们那里仪器设置的频率是20Khz,电压0.3V,机器内阻倒没注意,明天可以给你看一下。一般情况下,测试电感选择频率,输出电解电容,电阻和贴片小电容20KHz,输入滤波电解电容是120HZ.其他的设置都不用变。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我比较纠结的是,不同测试条件,不同的设备内阻,测试出来的的电感有相差,这样会容易电感过大容易饱和。 本帖最后由 liang099 于 2015-11-23 22:05 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我给你出个主意,仪器只是相对参考量,不是绝对的。这样,你把变压器做好后,先打磨一下气隙,测个电感量(注意你此时的仪器设置值,不要动),装到机台上,慢慢加负载,看看sense电阻两端的电感电流波形是否饱和,负载一直加到额定负载的1.3倍(具体值看你的过流点了)左右,如果饱和了,就拆下来一直打磨磁芯,直到最后不饱和。在测此时的电感量,以后的电感、就按这个值去做。不过,你要是量产了,那就一定要校准仪器了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | PSR的 FB电阻一直没见过计算公式,是怎么算的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | FB电阻的计算要参考IC的内部计算公式,不同的IC计算公式要稍微不同。
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| | | | | | | | | 房主 原边反馈的,通过FB下偏电阻采样,但是空载和满载的VCC电压不是一样的,怎么调节的。
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| | | | | | | | | | | 是啊,满载电压会偏高的,一般的IC都有输入电压范围,如果输入电压范围较低的话,可以用一个线性稳压电路是VCC电压恒定。
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| | | | | | | | | | | | | 我跟楼上哥们的问题类似,满载和空载情况下输出电压差较多,如何改善负载调整率呢。
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| | | | | | | | | 大神你好,小弟是初学者,想做一个DC-DC BUCK 电路,废话不多说,直接进入正题。
输入电压:12-30 VDC
输出电压V0:5V
输出电流: 1A
开关频率:100K
纹波电压 :<1%输出电压
工作模式:CCM
电路设计打算将MOS放在低边,直接用UC3843驱动(选这个IC是因为我看着论坛这个教程挺多的),非隔离,不用变压器,过段时间在学变压器,至于效率不做要求,只要能完成电路功能即可。
问题1:纹波电压是我从网上抄下来的。不知道选取多少合适,如果不合适麻烦帮我规定一下,新手入门,不要求效率,简单入门即可
问题2:上述要求能否做出一个电源?如不能还缺什么指标? 一些基础要求即可。
问题3 :网上说 CCM模式下,电感 L= 输出电压(1-最小占空比) /(0.2*输出电流*开关频率) 照公式算出来电感为208uh.
滤波电容 C=V0(1-Dmin)/(8*L*开关频率的平方*纹波电压) 照公式计算出电容为 4.96uf. 不知道这两个计算公式对不对,如不对,麻烦告知一下计算公式。
一开始就发现问题多的无法下手,麻烦大神抽时间帮小弟指点迷津!!谢谢!
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| | | | | | | | | | | 不好意思,回复你晚了。说心里话,你的这个设计想法和我当面上学时的简直一模一样。哈哈。。。首先我要说的是最好不要用3843,因为它是内环电流反馈,外环电压反馈,如果你用它的话,没有内电流环的话,电路就可能无法启动工作。我建议你用TL494或者是SG3525,用普通的buck结构,稍后你可以改为同步buck.纹波电压为10%,你所说的1%很难做到。这样吧,你先把你设计的原理图发上来,先让我看看。我记得我有以前的设计原理图,可以今晚发给你参考一下。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-26 21:56 编辑
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| | | | | | | | | | | 楼主在吗,今天下午我又思考了一下你的问题,我手画了一个原理图,分析了一下,用你的方案也可以做,不过你要用光耦反馈稍微好一点,直接反馈我还没试过,你能不能先把原理图发上来,有一些东西很关键,对于你的电感设计,你算的电感量有点大了,也能用,还要看你的材质了,之前BUCK做的不多,我下去总结一下计算公式,然后告诉你。你也可以用站内信直接联系我。或者本贴中 讨论问题谢谢。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 做这个BUCK (输入12-30V,输出5V)电路,一直进展缓慢,不过一直在坚持,之前算3842的定时电阻的时候走了好多弯路,开关频率是100K ,我算的RT=13.5K CT=1nf. 仿真了一下,有一点误差,不知道我这么选取的是不是正确的???这是3842的资料,网上说是参考这个曲线,不知道对不对。
这几天在看那个TL431 和PC817做反馈呢, 也大致算了一下阻值,可是发现我用的multisim 里面找不到PC817 ,你之前有遇过这个情况吗?不知道在multisim中PC817 用什么替代好?实在找不到替代的话 那只能换别的仿真软件了,还得学习软件,又费不少时间,此为下策。听说开关电源用的最多的是saber软件,我一直用的是multiSM。是不是要学习一下saber??
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那个mutisium什么仿真,在大学我用过,只能用于一般的模拟电路,开关电源比较负载,仿真是不准的,不过可以用一下saber.
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| | | | | | | | | | | 1A输出,4.96uF你感觉对吗?其实我可以告诉你,这个结果是对的,但是你做出来就不行。知道为什么吗?
因为这个公式有一个前提条件,就是忽略电容的ESR内阻。
所以如果你的电容ESR很小(钽电容)就可以。
但是普通的铝电解电容就不行。需要根据ESR(影响最大的因素)来计算。
不知道你能不能明白。这就是为啥有的机器5uF电容足够,有的机器500uF都不行的原因。
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| | | | | | | | | | | | | 虽然我还没有做到这,但是您说的我大致可以理解,4.96uf 是课本上按照理想的电容计算出的值,可是实际的电容是有ESR的,所以在计算的时候必须考虑到ESR,这样算出的电容值才可以保证电路正常工作。不知道我说的对不对??
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| | | | | | | | | | | | | 说得对,普通的电解电容的纹波电流也比较小,固态电容的纹波电流比较大,体积小,容量也不会很大,但是用固态电容不利于反馈环路的稳定,所以要电解和固态电容综合着使用。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这样子的,固态电容的等效ESR偏小,在测环路增益时会出现增益裕量和相位裕量不足的现象,恩,这个问题平时用普通测试看不出来,要用环路分析仪去测,有时候客户会需要这方面的报告。 |
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| | | | | | | | | | | | | 你好 这个ESR可以详细的说下原理 以及怎么去应用 去算出来吗 我也是一个新手
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| | | | | | | | | 请问110VDC输入的话,在共模电感两端并2.2nF的Y电容(500V的),然后加470nF的X电容,不加放电电阻,这样可以吗?
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| | | | | | | | | 你好 版主老师 现在我很纠结一些公式与很多不懂 想请教下你 我上传了图片的的问题 可以帮我分析一下吗 谢谢 |
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| | | | | | | | | 第一图,次级R3、C6是吸收作用吗?和直接并联在输出二极管上有啥区别?
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| | | | | | | 你的dc-dc滤波电路的②感觉后面RT1,以及三极管分析不是很清晰呀?能够在仔细说一下吗?
为什么短路就是在RT1上的压降增大呀?
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| | | | | 期待楼主更新,特别是实例讲解。还有能谈谈对电源行业未来的发展么?谢谢
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| | | | | | | | | | | 说起EFT,要注意区分ESD,EFT是电快速瞬变脉冲群,ESD是 静电释放。
电快速瞬变脉冲群骚扰是由于电网电路中断开感性负载时产生的干扰(对其它电网设备的干扰),特别是接的马达之类的感性负载,它的特点是骚扰信号不是单个脉冲,而是一连串的脉冲群。一方面由于脉冲群可以在电路的输入端产生积累效应,使骚扰电平的幅度最终可能超过电路的噪声容限。另一方面脉冲群的周期较短,每个脉冲波的间隔时间较短,当第一个脉冲波还未消失时,第二个脉冲波紧跟而来。对于电路中的输入电容来说,在未完成放电时又开始充电,因此容易达到较高的电压,这样对电路的正常工作影响甚大。 电快速瞬变脉冲群骚扰源的电压的大小取决于负载电路的电感,负载断开速度和介质的耐受能力。所以我们设计的开关电源要抗EFT干扰,EFT的干扰主要是对次级的反馈电路的影响,进而使输出下跌,有时候也会出现IC(431之类的,),如果出现EFT不过,首先要对反馈进行排除,不过这也看实际应用电路,一般简单的电源都没事,复杂的数字类电源需要对每个信号传输单元进行改善。另外还要看你的输出电压是怎眼跌落的了,不知楼主的电路是遇到的是怎样的问题?
ESD就很简单了,静电嘛,IC的抗静电能力必须要够,还有布线中的信号线是否路径过长,感应了ESD,还有输出地是否与大地相接,等等吧。这个不多说了,如果楼主遇到实际问题,我可以给你说对策,如果让我在这里干讲所有类型的问题,那太多了。。。
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| | | | | | | | | | | | | 冰哥我可以这么理解吗,因为感性负载断开反电动势窜入电网,感性负载的不断开关,形成了浪涌脉冲群,使得输入电容幅值升高,影响电源的环路,这个会体现具体的那些不良现象尼,还有一种电源的负载微感性负载,窜回的脉冲群,SSR拓扑脉冲群直接加在了反馈上使得输出电压降低。
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| | | | | 先搬个凳子等听课。自己瞎捉摸了几年,还没有入门的感觉,越学越感觉难学!等高手的学习技巧方法。
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| | | | | 画了一晚上原理图,太晚了,明天继续。。。 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-12-27 12:35 编辑
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| | | | | | | 吃过饭,接着写。其实看了IC的datesheet,我们会看到很多有用的信息,也会大致明白客户的要求是否可以用此芯片设计了。强点一点,一定要耐心看数据手册,看明白后,再画原理图。画原理图一般都是老套路,EMI滤波---整流----变压器----IC驱动外围电路----整流输出-----反馈。
1.EMI滤波部分
这种通俗的画法大家应该都见过,对于小功率的电源,用一个共模电感就行了( 注意区分差模电感,差模电感通常情况下用在输出,也有用在输入和另个电容相连组成π型滤波器,它一般用铁硅铝材质的磁环,共模电感用铁氧体的磁环),基本可以满足EN55022 Class B 等级的EMI测试标准,一个压敏电阻吸收surge,一般选择10471的,如果surge等级过高,可以再在共模电感两端分别并联一个高压放电管。X电容一般用334的,最后根据实际EMI测试情况进行微调,同时R2 R3放电电阻要计算好,这个就不多说了。保险丝设计不能偏大,按照最严苛条件设计就行了,如:36*W/η*PF*Vac,留1.5倍裕量就行了。再添加一个整流桥的计算方法。如下:
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-17 21:30 编辑
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| | | | | | | | | 学长,我刚到一家小公司做LED电源。没人带的感觉实在是太痛苦了。现在我们做东西都不仿真,直接照着老的PCB上面改。哎,作为一个技术员,我不知道我的提升空间在哪里啊
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| | | | | | | | | | | 你的处境我能了解,由于你刚进入这一行,不可能一下子就接触到研发,我也是过来人,我在大学时做过不少设计和实践,获过不少电子竞赛之类的奖,自感觉水平可以了,但是一进入公司入职就发现自己太愚蠢了,大学学的和做的很多都与工业设计不一样,就剩下寥寥可数的基本理论了,在试用期,我就是天天给其他工程师帮忙,比如磨磁芯,拆焊元件,找元件,组装电源,包装电源等等,干的都是微不足道的下力活吧,但是可不要小看这些,这些都是基本功,慢慢低可以帮忙做测试,修样机了,到最后可以独立调试样机,再最后就是接案子自己研发。要知道我的重零开始,一点点来,就是去积累经验,打牢基本功,这样才可以在独立研发中发挥。你照着老的PCB改,也是一种学习,如果你能把别人的电路抄袭懂,那就是你自己的,你稍作灵活修改就是你自己的独立研发,经验是一点点积累的,一些基本理论是在反复积累中得到验证,然后变成让自己永远都不会忘却的基本常识,这就是硬件研发,孰能生巧,努力吧,学弟,踏踏实实,用心去做事,到最后你一定会有收获的!
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| | | | | | | | | 1.对于不同的雷击电压要求,选择压敏电阻有什么不同?2.共模和差模磁环为啥有材质的区别?线径选择是按照多大的电流密度选取?电感量如何计算,还是由经验确定?
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| | | | | | | | | | | 对于第一个问题,在压敏电阻的选择上没有说是有一个非常详细明确的标准,比如10471,指的是本体直径为10mm,压敏电压(也可以理解为阀值电压)为470V的压敏电阻,直径越大(比如14471),它承受最大的电流冲击和焦耳热越大,但是最大耐冲击电压是一样的。压敏电阻是并联在L N线之间,在打差模surge时起作用,不同功率的电源,L N之间的阻抗也是不一样的,功率越大,阻抗越小,相对应打surge时的瞬态冲击电流也越大,所以就要选择吸收能力更强一点的压敏电阻,不过有时候不同结构的电路也会影响电路的阻抗以及surge能力的泄放,也可以在共模电感两端分别并联两个放电管来吸收能量。对于第二个问题,铁硅铝磁环因具有分布式气隙,特别适用于开关电源中的储能、滤波电感,因其具有高的BS值和低的损耗,与同体积、同导磁率的铁粉芯和铁氧体相比具有更高的储能能力,所以主要用作差模电感;但是铁氧体磁环的磁导率比较高,是一种高频导磁材料,适合抑制高频段的电磁干扰,所以用做共模电感用来滤波比较合适。
最后,线径的选择,算它的电流密度,一般选择7-10mm^2.
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| | | | | | | | | | | | | 你说的在共模电感并联放电管,是不是和很多人在那个地方PCB上放放电针,一样的作用?只是放电管效果更好更可靠?目的是防止浪涌电流过大损坏共模电感,共模电感不出现磁饱和?对于共模电感磁饱和有测试方法吗?还是用啥公式计算?
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| | | | | | | | | | | | | | | 前两问回答正确,但是目的不是防止浪涌电流过大损坏共模电感,如果不在共模电感处设置放电电路,则雷击电流可能会直接通过电感烧坏电源。由于LN线是同方向绕的,且电流是反向的,对正常通过的电流是没有阻碍作用的,不存在饱和,至于共模干扰信号大小一样,方向相同,电感则把他们转化为磁能,吸收掉。
在选用上则是需要试错法来调试满足EMC要求,没有过多的计算公式。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 你这里说的烧坏电源是不是就是直接把共模电感烧坏了?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是,共模电感是不会烧坏的,烧坏是指surge高压把mos击穿,或者是把IC干坏。
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| | | | | | | | | | | | | 設計電流密度時,會考慮趨腹效應嗎?趨腹系數多少合適
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| | | | | | | | | | | | | | | 对于EMI电感,由于是工频电流,不需要考虑趋肤效应,考虑到电流密度合适就行了。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主能否细讲一下共模电感两端并联放电管的工作原理? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 放电管内部是氖气,就像老式荧光灯上的启动电泡,当放电管两端压差大于它的阀值时,放电管里面的气体会被击穿,形成弧光放电,这样就把能量吸收了,它比放电针速度要快,并且泄放的能量也越多。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 并联在CMC两端的放电管,请问在什么条件下会触发其工作?可否这么理解,打差模surge的时候,由于瞬时电流很大,CMC的每一个绕组两端都会感应出来一个高压,这个高压会触发放电管,使其起作用,从而可以保护共模电感不被烧坏?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 放电管阀值电压有200V,300V的规格,超过阀值电压就会导通。你的理解也可以。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好多都是PCB铜皮上面设计放电针,简单省事方便经济。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 放电针只能作为辅助吸收(surge),LN线之间的放电针首先要满足安规距离,放电针的放电距离一般设置5mm左右,这个没有严格的限制,尖端放电在上千伏的高压下很容易放电的。
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| | | | | | | | | | | | | 好的。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2016-1-20 12:20 编辑
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| | | | | | | | | | | 楼主,关于变压器磁芯选取,刚开始做设计,经验比较欠缺,有没有其他磁芯选取的方法。如若按照一些其他资料中所说用AP法选取,计算值与实际值又有多少误差呢?该如何考量?
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| | | | | | | | | | | | | 使用AP法选取基本问题不大。保险起见,计算之初你可以把B值,电流密度以及窗口填充系数取的低一些。
不过,在日常设计中,磁芯选型的第一步往往是尺寸,接下来才是性能评估能否满足整机要求。
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| | | | | | | | | | | 变压器设计我一值有个困扰,比如算出来的感量1.2mH,测试频率 电压 机器的内阻,我们该怎么选取。 |
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| | | | | | | | | | | 13V2A,我们公司经常用400V 47uF ,用47uF,带入,算出VDCMINN,行不行呢。
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| | | | | | | | | | | 充电比Dch 是什么意思,那个算Vdcmin 的公式是不是不正确,希望楼主的解惑,谢谢!
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| | | | | | | | | | | 楼主能介绍下这个公式么
,怎么推导,算出来感觉不太一样就Krf那里
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| | | | | | | | | | | | | 我也是一个小白 我的理解这个公式就是记住那个电感两端电压的定义公式
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| | | | | | | | | 它一般用铁硅铝材质的磁环,共模电感用铁氧体的磁环
铁硅铝是不是太浪费了,用-52之类的铁粉芯磁环可行?
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| | | | | | | | | | | 铁硅铝材质虽然贵,但是它的性能优越,根据实际情况,可以用其他铁粉芯的,看具体电路调试结果了。
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| | | | | | | 谢谢~~~ 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-10-26 21:12 编辑
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看到标题写着初学者怎样去学习和研发开关电源,我觉得LZ应该先讲怎么学习,然后再讲怎么研发是吧。
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| | | | | | | | | 给初学者的十条忠告:
[1]好好规划自己的路,不要跟着感觉走!根据个人的理想决策安排,绝大部分人并不指望成为什么院士或教授,而是希望活得滋润一些,爽一些。那么,就需要慎重安排自己的轨迹。从哪个行业入手,逐渐对该行业深入了解,不要频繁跳槽,特别是不要为了一点工资而转移阵地,从长远看,这点钱根本不算什么,当你对一个行业有那么几年的体会,以后钱根本不是问题。频繁地动荡不是上策,最后你对哪个行业都没有摸透,永远是新手!
[2]可以做设计,切不可沉湎于设计。千万不可一门心思钻研设计!给自己很大压力,如果你的心思全部放在这上面,那么注定你将成为孔乙己一类的人物!适可而止为之,因为设计只不过是你今后前途的支柱之一,而且还不是最大的支柱,除非你只愿意到老还是个设计师!
[3] 不要去做设计高手,只去做综合素质高手!在企业里混,我们时常瞧不起某人,说他“什么都不懂,凭啥拿那么多钱,凭啥升官!”这是普遍的典型的设计师的迂腐之言。8051很牛吗?人家能上去必然有他的本事,而且是你没有的本事。你想想,老板搞经营那么多年,难道见识不如你这个新兵?人家或许善于管理,善于领会老板意图,善于部门协调等等。因此务必培养自己多方面的能力,包括管理,亲和力,察言观色能力,攻关能力等,要成为综合素质的高手,则前途无量,否则只能躲在角落看显示器!设计以外的技能才是更重要的本事!!从古到今,美国日本,一律如此!
[4]多交社会三教九流的朋友!不要只和设计师交往,认为有共同语言,其实更重要的是和其他类人物交往,如果你希望有朝一日当老板或高层管理,那么你整日面对的就是这些人。了解他们的经历,思维习惯,爱好,学习他们处理问题的模式,了解社会各个角落的现象和问题,这是以后发展的巨大的本钱,没有这些以后就会笨手笨脚,跌跌撞撞,遇到重重困难,交不少学费,成功的概率大大降低!
[5]知识涉猎不一定专,但一定要广!多看看其他方面的书,金融,财会,进出口,税务,法律等等,为以后做一些积累,以后的用处会更大!会少交许多学费!!
[6] 抓住时机向工程管理或行政方面的转变!要想有前途就不能一直搞设计,适当时候要转变为管理,前途会更大,以前搞设计也没有白搞,以后还用得着。搞管理可以培养自己的领导能力,培养自己的市场概念和思维,同时为自己以后发展积累庞大的人脉!应该说这才是前途的真正支柱!!!
[7] 逐渐克服自己的心里弱点和性格缺陷!多疑,敏感,天真(贬义,并不可爱),犹豫不决,胆怯,多虑,脸皮太薄,心不够黑,教条式思维。。。这些设计师普遍存在的性格弱点必须改变!很难吗?只在床上想一想当然不可能,去帮朋友守一个月地摊,包准有效果,去实践,而不要只想!不克服这些缺点,一切不可能,甚至连项目经理都当不好--尽管你可能设计技术不错!
[8]工作的同时要为以后做准备!建立自己的工作环境!及早为自己配置一个工作环境,装备电脑,业余可以接点活,一方面接触市场,培养市场感觉,同时也积累资金,更重要的是建立自己的网络,咱搞技术的没有钱,只有技术,技术的代表不是学历和证书,而是人脉,有了这些,等待机会,否则,有了机会也抓不住!
[9]要学会善于推销自己!不仅要能干,还要能说,能写,善于利用一切机会推销自己,树立自己的品牌形象,很必要!要创造条件让别人了解自己,不然老板怎么知道你能干?外面的人怎么相信你?提早把自己推销出去,机会自然会来找你!搞个个人主页是个好注意!!特别是培养自己在行业的名气,有了名气,高薪机会自不在话下,更重要的是有合作的机会...
[10]该出手时便出手!永远不可能有100%把握!!!条件差不多就要大胆去干,去闯出自己的事业,不要犹豫,不要彷徨,干了不一定成功,但至少为下一次冲击积累了经验,不干永远没出息,而且要干成必然要经历失败.
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| | | | | 我也是新人,不知道楼主还能不能讲一讲保护电路,我对运放的外围电路尤其是环路补偿的理解有困难。 |
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| | | | | 最好能从需要实现的功能,满足输入输出等设计要求方面讲解下选择什么样的拓扑结构。前面讲了EMI方面的内容,我觉得应该顺着讲解下整流滤波电路,怎么计算选择整流桥及滤波电容能够满足设计要求。
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| | | | | | | 初学者的福音啊,讲的很不错。希望版主可以以设计产品的思路有序的讲解一下。尤其是比较模糊的是差共模电感、变压器的选型以及画板需要注意的一些安规知识!!!
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| | | | | | | 好的,开关电源的拓扑结构分类• - 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式
- 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求)
- 100W-300W 正激、双管反激、准谐振,LLC
- 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等
- 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥
- 2000W以上全桥
整流桥的计算,我添加在前面了,对于滤波电容的计算,如果是输入bulk电容,在变压器计算中有所提到,其他的输出滤波电容计算,会在下面提及。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-10-28 21:27 编辑
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| | | | | 不错,要好好看看了,也希望楼主能针对每个人的提问全面回答一下,这样能针对问题学得更快。
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| | | | | | | 终于有人问到重点了,开关电源设计中,变压器其实也很好设计,抄抄别人的公式,自己一分析,大概就明白了。可是环路补偿,没有具体的设计公式,不同的拓补结构,环路增益是不一样,哪怕是变压器的缠绕不同,以及输出电容的大小,都会影响环路的增益。但是并不是说电源的环路补偿就没有办法了,掌握一个合理的设计步骤及方法,还是可以弄的。今天下午调试了一个双路输出电源的反馈环路,说实在,我真是没法把每个参数计算出来,最后靠试错法搞定了!其实你也不想要是公式,太繁琐了,不适用,我就把调试经验给你分享一下。(我总结后,发到上面来) 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-10-28 20:58 编辑
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| | | | | | | | | 我一般都是为了环路稳定,环路补偿弄的很慢。虽然没有什么震荡和噪音,但是阶跃负载时候过冲欠冲有点大,恢复稳态时间也很慢。所以向您请教一下
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| | | | | | | | | | | 对于反馈控制理论,先给你分享一个口诀; - 参数整定寻最佳,从小到大顺序查;
- 先是比例后积分,最后才把微分加;
- 曲线振荡很频繁,比例度盘要放大;
- 曲线漂浮绕大弯,比例度盘往小扳;
- 曲线偏离回复慢,积分时间往下降;
- 曲线波动周期长,积分时间再加长;
- 曲线振荡变很快,先把微分降下来;
- 动差大来波动慢,微分时间要加长;
- 联想曲线两个波,前高后低4比1;
- 一看二调多分析,调节质量不会低。
对于你的问题,我想有一些复杂的数学公式去证明那个量决定哪个量,我感觉太麻烦了,也很扯淡。你把这个
通俗易懂的口诀分享了,根据你的问题,我们可以对症下药。
为了使环路稳定,你把环路调节的很慢,这个操作很明显是把“比例” 参数调的太小了,就是响应慢了,在低频段,你的电源一般都
会处于稳态,如果输出循环on off(相当于加了动态负载了,频率大一点的),你的电源你不会稳定了,那是因为响应慢,跟不上输出端的变化,
此时你会增大比例部分,动态响应变快了,可是此时不一定会稳定,有可能会调节过,造成过阻尼,此刻,要调节积分参数了,使积分加大。
看侧面的原理图 R17是决定tl431电流大小的,和光耦的光电传输比例有关系,R19是决定光耦电流大小的,属于微调部分,C11和C12是积分,R18是比例。 一般情况下,R17要选择一个合适的值,太小的话,光耦电流太大,调节容易过冲,太大的话光耦电流太小,容易开不了机。R19属于微调, 如果输出电压比较高的话,这个电阻也可以不用。R21,R20,R22是电压采样电阻。一般情况下,我设置R17=330,R19=4.7K,R18=10K,C11=104, C12=102.
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-12-30 17:48 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 楼主,你的这个原理图在哪?没有原理图看不出这些元件在哪里啊……
“R17是决定tl431电流大小的,和光耦的光电传输比例有关系,R19是决定光耦电流大小的,属于微调部分,C11和C12是积分,R18是比例。
一般情况下,R17要选择一个合适的值,太小的话,光耦电流太大,调节容易过冲,太大的话光耦电流太小,容易开不了机。R19属于微调, 如果输出电压比较高的话,这个电阻也可以不用。R21,R20,R22是电压采样电阻。一般情况下,我设置R17=330,R19=4.7K,R18=10K,C11=104, C12=102.” |
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| | | | | | | | | | | | | | | 是这样的,前一段帖子被盗,我重新整理了一下,原理图可能弄丢了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 你这个是不是要专门的仪器来调试呀,没有仪器怎么调?
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| | | | | 老师,您好!
我正好最近在测试一款90W的反激电源,输出是多绕组的,有12V,24V,8V实际在满载和轻载短路试验时,发现只有24V短路,电源的工作脉宽才会降至最小,其他各路输出电压降至最低2-3V。但其他输出绕组短路就不可以,电源还照样正常工作,短路的整流二极管一会就冒烟。反馈绕组时12V。以前我一直认为,反馈绕组短路电源保护应该最直接和有效,但这次测试结果完全不一样。
烦请老师给指导一下,问题出在哪里。
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| | | | | | | 老师,您好!
我正好最近在测试一款90W的反激电源,输出是多绕组的,有12V,24V,8V实际在满载和轻载短路试验时,发现只有24V短路,电源的工作脉宽才会降至最小,其他各路输出电压降至最低2-3V。但其他输出绕组短路就不可以,电源还照样正常工作,短路的整流二极管一会就冒烟。反馈绕组时12V。以前我一直认为,反馈绕组短路电源保护应该最直接和有效,但这次测试结果完全不一样。
烦请老师给指导一下,问题出在哪里。
我选用的芯片是UC2844,直流供电210V,初级电流采样电阻0.3Ω
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| | | | | | | | | 恩,是这样的,我估计你的24V应该是主输出,并且反馈环路也是接在24V上的,当你短路24V时,反馈环路先起作用,使IC动作。其他绕组是辅助绕组,并且功率不是很大,你短路它们时,就相当于输出接了个很大功率的负载,导致瞬间电流过大,烧掉二极管。多路输出开关电源设计上是有一定的难度,必须在反馈上设计好,不然调整率以及效率都做不上去。
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| | | | | | | | | | | 谢谢您给出的分析,反馈绕组是12V,功率分配24V绕组占40%,12V反馈信号最终接至UC2844B的1脚。这样短接反馈绕组时电压闭环很难使得初级的电流快速增大,也就有可能不会出现打嗝保护了。不知对不对?
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| | | | | | | | | | | | | 可以这么理解,电源的输出是靠反馈信号来控制初级IC的,如果次级输出发生故障,不能把故障信号反馈到初级侧,也就起不到保护作用。多路输出很不好设计,因为每一路的带负载能力不一样,就会反馈不同的信号,如果次级一个绕组是5V,0.2A的(不接光耦反馈,因为它的功率小,不是主反馈),你就是让他短接,顶多烧坏线圈,二极管,也不会保护。这样他的短路(或者是过流保护)那就要另加电路了,比如加个比较器等等。(不好意思回复你晚了,有问题尽管问我,或者站内信联系或者本帖中讨论)
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| | | | | | | 老师,你好!
关于你的反激变压器计算公式中,Iedc=Pin/Vdcmin*Dmax=0.932A
这个公式在其它资料中也有看到国,但是一直不明白怎么推导过来的....
能讲解下嘛?谢谢!
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| | | | | | | | | 好的,今晚下班后,我就回复你,白天工作忙,能上网看看帖子就很不容易,下班后再好好弄。 |
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| | | | | | | | | | | 老师,方便留个联络方式吗?好多问题想请教你。可以私聊,我的QQ:1208429016,加我时,请备注一下来源,谢谢!
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| | | | | | | | | | | | | | | 看了楼主的帖子好多东西都系统的整合到一块去了,能加下QQ嘛有空指点一下76209144
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| | | | | | | | | | | | | | | 老师,我的QQ296466617也加一下吧,有些问题的确需要请教你了。非常感谢了~
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看上图,一个周期内的平均电流为Iedc*D/1,也就是平均值,
根据能量守恒,Iedc*D/1*Vdcmin近似等于输入功率Pin。
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| | | | | | | | | | | 老师,“Iedc*D/1”是不是有误?还是我没看懂? |
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| | | | | | | | | | | | | Iedc*T*D/T 就相当于Iedc*D/1,Iedc*T*D/T这个算的是平均电流, |
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| | | | | | | | | | | 老师你好 请问一下这里的Vdcmin怎么算出来的 还是经验 如果我项目中的 高PFC这时候我的Vdcmin怎么算出来
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| | | | | | | 不好意思,最近两天工作忙,一直在加班,晚上下班后,我会及时更新的。 |
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| | | | | | | | | 看输出部分
D7要采用肖特基二极管,可以降低管压降损耗,它两端并联的电阻电容是吸收电路,吸收尖峰
对EMI 有好处,然后就是非常重要的输出电容EC3和EC5了,很多人都在纠结他们的选值问题,其实
我可以告诉你们一个好的简便方法,那就是看输出纹波电流,比如,我的输出是12V,3A,假设电容的
表面工作温度(不是环境温度)是78度,我们要选取耐压25V(或者16V,看价格,型号有无,两个
都可以用,然后看电容的20KHz时的纹波电流,把纹波电流的温度系数考虑上去,折算为78度时的
纹波电流值,纹波电流值要大于3A,有一点要注意的是EC3的纹波电流值要大一点,具体可以用电流
碳棒来测试。为什么这样理解呢,因为一般纹波电流和电容的尺寸和容量成正比,当然也与耐压有一定的关系
,一般普通的flyback,输出可以用固态电容,要慎用,它由于等效ESR比较小,会影响反馈环路。其他
小电容选择常用值就可以了。滤波电感要根据EMI的测试情况,适当选取。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-3 21:14 编辑
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| | | | | | | | | | | 最后就是IC驱动部分了,看原理图,
这个电路也很常见,其中包过了过温保护,过压保护,
过流保护,这些都是IC经典电路上的常见电路,适当
调节一些,就可以满足要求了。这里就不多说了。一定
要按照datesheet上的要求及限制去设计。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-17 21:55 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 请教楼主一个问题,影响电流的R21改如何计算呢?比如说12V1A,12V3A
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| | | | | | | | | | | | | 建议修改变压器匝比,先绕第一层初级(N1)20T,次级(N3)5T,辅助绕组(N2)6T,最后(N4)19T, 你也许会纳闷初级20T铺不平展,我知道
你想办法选择合适的线径,记着第一层一定要多一点。
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| | | | | | | | | | | | | 谢谢老师,案子老师的方法改了变压器就好了,最近一直在做样机,谢谢啦。 |
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| | | | | | | | | | | | | 这个问题嘛,如果选值合适,功耗是很低的,吸收效果(主要影响辐射)还可以,我实际应用过程中,没有计算它们,按经验值设置参数,根据实际情况来调整。即便客户要求热仿真图和power loss,那一块不在计算设计范围内。
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| | | | | 请问楼主,最大占空比是自己设定的吗??是按照什么方法来设定的,,另外这个案例是工作在什么模式的,工作模式又是怎么来定的???谢谢楼主 |
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| | | | | | | 是的,占空比是自己设定的,一般要小于0.5,但是也要看IC,有的IC有斜坡补偿,占空比可以大于0.5。由于电源是工作在全电压范围下,满载在低压90Vac 时是CCM.高压264Vac时是DCM,CCM和DCM分界点是105Vac左右.
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| | | | | | | | | 冰工,我看人家的说如果,工作在全范围dcm,要在最低输入电压下,而您说的正好相反。我就不懂了,能不能详细讲讲,我是刚学的,谢谢冰工
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| | | | | 给大家分享一本非常好的书籍,如果能耐心看懂,开关电源能少走很多弯路。 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-6 20:24 编辑
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| | | | | 近期把以往设计的技巧和方法总结了一下,现在分类分享一下,画PCB也是关键的一部了,我们应该注意:
- PCB布线与布局隔离准则:强弱电流隔离、大小电压隔离,高低频率隔离、输入输出隔离、数字模拟隔离、输入输出隔离,分界标准为相差一个数量级。隔离方法包括:空间远离、地线隔开。
- 晶振要尽量靠近IC,且布线要较粗
- 晶振外壳接地
- 时钟布线经连接器输出时,连接器上的插针要在时钟线插针周围布满接地插针
- 让模拟和数字电路分别拥有自己的电源和地线通路,在可能的情况下,应尽量加宽这两部分电路的电源与地线或采用分开的电源层与接地层,以便减小电源与地线回路的阻抗,减小任何可能在电源与地线回路中的干扰电压
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2016-1-20 12:27 编辑
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- 元件布局的原则是将模拟电路部分与数字电路部分分工、将高速电路和低速电路分工,将大功率电路与小信号电路分工,、将噪声元件与非噪声元件分工,同时尽量缩短元件之间的引线,使相互间的干扰耦合达到最小。
- 电路板按功能进行分区,各分区电路地线相互并联,一点接地。当电路板上有多个电路单元时,应使各单元有独立的地线回各,各单元集中一点与公共地相连,单面板和双面板用单点接电源和单点接地.
- 重要的信号线尽量短和粗,并在两侧加上保护地,信号需要引出时通过扁平电缆引出,并使用“地线—信号—地线”相间隔的形式。
- I/O接口电路及功率驱动电路尽量靠近印刷板边缘
- 除时钟电路此,对噪声敏感的器件及电路下面也尽量避免走线。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2016-1-20 12:28 编辑
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| | | | | 电路设计规则:
- 信号滤波腿耦:对每个模拟放大器电源,必需在最接近电路的连接处到放大器之间加去耦电容器。对数字集成电路,分组加去耦电容器。在马达与发电机的电刷上安装电容器旁路,在每个绕组支路上串联R-C滤波器,在电源入口处加低通滤波等措施抑制干扰。安装滤波器应尽量靠近被滤波的设备,用短的,加屏蔽的引线作耦合媒介。所有滤波器都须加屏蔽,输入引线与输出引线之间应隔离。
- 各功能单板对电源的电压波动范围、纹波、噪声、负载调整率等方面的要求予以明确,二次电源经传输到达功能单板时要满足上述要求
- 将具有辐射源特征的电路装在金属屏蔽内,使其瞬变干扰最小。
- 在电缆入口处增加保护器件
- 每个IC的电源管脚要加旁路电容(一般为104)和平滑电容(10uF~100uF)到地,大面积IC每个角的电源管脚也要加旁路电容和平滑电容
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2016-1-20 12:32 编辑
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| | | | | 元器件选择和机构设计规则:
- 金属机箱上,开口最大直径≤λ/20,λ为机内外最高频电磁波的波长;非金属机箱在电磁兼容设计上视同为无防护。
- 屏蔽体的接缝数最少;屏蔽体的接缝处,多接点弹簧压顶接触法具有较好的电连续性;通风孔D<3mm,这个孔径能有效避免较大的电磁泄露或进入;屏蔽开口处(如通风口)用细铜网或其它适当的导电材料封堵;通风孔金属网如须经常取下,可用螺钉或螺栓沿孔口四周固定,但螺钉间距<25mm以保持连续线接触
- f>1MHz,0.5mm厚的任何金属板屏蔽体,都将场强减弱99%;当f>10MHz,0.1mm的铜皮屏蔽体将场强减弱99%以上;f>100MHz,绝缘体表面的镀铜层或镀银层就是良好的屏蔽体。但需注意,对塑料外壳,内部喷覆金属涂层时,国内的喷涂工艺不过关,涂层颗粒间连续导通效果不佳,导通阻抗较大,应重视其喷涂不过关的负面效果。
- 整机保护地连接处不涂绝缘漆,要保证与保护地电缆可靠的金属接触,避免仅仅依靠螺丝螺纹做接地连接的错误方式
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2016-1-20 12:22 编辑
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- 滤波器的额定电流值取实际工作电流值的1.5倍。
- 电源滤波器的选择:依据理论计算或测试结果,电源滤波器应达到的插损值为IL,实际选型时应选择插损为IL+20dB大小的电源滤波器。
- 交流滤波器和支流滤波器在实际产品中不可替换使用,临时性样机中,可以用交流滤波器临时替代直流滤波器使用;但直流滤波器绝对不可用于交流场合,直流滤波器对地电容的滤波截止频率较低,交流电流会在其上产生较大损耗。
- 避免使用静电敏感器件,选用器件的静电敏感度一般不低于2000V,否则要仔细推敲、设计抗静电的方法。在结构方面,要实现良好的地气连接及采取必要的绝缘或屏蔽措施,提高整机的抗静电能力
- 带屏蔽的双绞线,信号电流在两根内导线上流动,噪声电流在屏蔽层里流动,因此消除了公共阻抗的耦合,而任何干扰将同时感应到两根导线上,使噪声相消
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2016-1-20 12:23 编辑
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| | | | | | | 首先你的基础知识得过关,电路原理,模拟数字电路,电力电子,自控原理,这些不一定要非常熟练,但是一定要懂得,动手能力要强,如果是在学校学习开关电源,最好有人带,不然学着很吃力(资源缺乏啊),如果
是在工作阶段,就好说了,跟着高手学习,哪怕是每天帮他们测试,有一点要注意,就是不懂得,理解得不彻底的
问题一定要向高手请教,问清楚,慢慢地接触案子,独立一点,日积月累,你会发现自己已经入行,可以出师了!
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| | | | | | | | | 学长,能简单说说LLC的原理和工作方式吗,其和半桥有什么不同,其优点和缺点
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| | | | | | | | | | | 软开关技术是有点难度,三言两语说不完整,我前一段调了个LLC的,有一点技术难度,这样吧,随后我会另发表一贴,介绍LLC,也顺便把板桥的区别说了。敬请楼主持续关注。 |
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| | | | | | | | | 老师你好
我是刚转行做电源这一块的,想请教你
我想用3843B+10N60+PQ3220做100W/12V电源
频率多少比较合适,3843的RT和CT取值大概是多少,变压器的匝数比是多少?
谢谢
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| | | | | | | | | | | 频率设置在65kHz(90Vac输入,满载),如果是220Vac,那就55~60kHz,Rt和Ct的计算你参考3843B这个IC的应用手册,上面有应用参数设置。
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| | | | | 楼主的经验分享很到位,能够把经验积累无私的分享出来,相信一定是位技术达人! |
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| | | | | 楼主真是一位好人,希望能继续更新下去,非常感谢分享 |
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| | | | | 希望楼主能就着这个例子讲解一下AP法计算变压器磁芯 |
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| | | | | 楼主,你好,我还有个问题变压器用细线并绕代替粗线时在知道粗线的直径情况下,怎么能计算出用几根细线代替,是直接用粗导线的直径除以细导线的直径吗 |
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| | | | | | | 电流密度是按A/mm^2.按总的平方面积,先计算粗线的面积,然后折算出几根细线的面积。
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| | | | | | | | | l楼主,你的意思是说假如我算出来的粗线面积是1mm^2,那么我就可以用5个截面积为0.2mm^2的导线来代替了吗
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| | | | | | | | | | | | | 受益匪浅,大谢楼主!这个地方有个问题,集肤效应不用考虑的吗?
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| | | | | | | | | | | | | | | 嘿嘿,当然要考虑了,一般小功率的开关电源,在绕变压器时,无论初次级,很粗的线一般都无法缠绕,工厂也作业困难。有一点我要说明的是,也是开关电源的研发思维,理论固然重要,并不是什么东西都要套理论,需要一个宏观评比。
集肤效应这个概念(我不用多讲),看下表:
看看以上表格,100KHz一下,我们能用单根直径超过0.4mm的导线不多吧,
一般都是多股并饶,一般情况下,我们为了设计上的便利,也不可能完全把
设置值都限定在集肤深度内。所以啊,集肤效应不用纠结。开关电源真的没有
那么难,要学会抓住主要矛盾,开关电源的设计优劣势各项指标综合兼顾,不能出现
翘翘板!
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| | | | | | | 楼主,你好,请问开关电源的频率怎么确定,是由IC定吗?看别人都是预先设一个频率,但和实际的相差很多,还是有很多因素综合而定,但主要由哪方面决定?谢谢! |
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| | | | | | | | | 恩,明白你的意思。一般情况下,开关频率越大,变压器的体积就会越小,相对来讲,高频率大体积的变压器,功率也很大。如果是常规的单端反激,频率都在65KHz,是指在最低输入电压,满载拉大到OCP保护点的频率,也就是最严格的条件下,所以在典型输入电压,满载下的频率都是50多KHz,剩下的也就是裕量。如果是LLC频率在100Khz左右,如果是DC-DC,频率会在200多kHz。这些都不是死的规定,要根据客户的要求,看看在规定的空间内能做多大的功率,然后选择拓扑结构,再选IC,决定频率。总之方案是要一步步验证,最后才是最佳的结果!
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| | | | | | | | | | | 你好,楼主,还想请教一个问题,就是漏感对开关电压峰值的影响,对于一个确定的变压器,漏感一定,随着输入电压的增大,开关电压峰值会有稍微增加?该怎么去理解?漏感引起的电压为漏感值和电流变化率的乘积,是怎么变化的?谢谢~
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| | | | | | | | | | | | | 对于你这个问题,我想给你说三个公式,你便一目了然。
LC谐振频率f=1/(2π*√LC)(C为结电容)
漏感储存的能量E=0.5L*I^2(漏感里面的能量不能传递到变压器副边,只能通过开关管以电压尖峰释放。Llik越大存储的能量越多,所以尖峰越大)
漏感两端的电压U=L*di/dt(di/dt相当于谐振频率)
由此可见漏感越大,谐振频率越大,其能量也越大,漏感尖峰也越大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不好意思,笔下误啊,是这样的
LC谐振频率f=1/(2π*√LC)(C为结电容)
漏感储存的能量E=0.5L*I^2(漏感里面的能量不能传递到变压器副边,只能通过开关管以电压尖峰释放。Llik越大存储的能量越多,所以尖峰越大)
漏感两端的电压U=L*di/dt(di/dt相当于开关中的电流变化率)
由此可见漏感越大,谐振频率变小,但能量会变大大,漏感尖峰也越大。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-20 20:43 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 学长,我目前手头上用LM3424为控制器做着一个DC-DC Boost电路驱动LED,我用示波器监察到主MOSFET漏极波形如下图所示,波形向下冲得厉害,请问是什么原因造成的?有什么解决的方法吗?
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| | | | | 看了这个帖子,和下面的回复,真的很感动,很多渴望学习开关电源的人都找到了另一个机会,也都有了更大的信心,也包括我,很感谢也很感动,希望楼主继续给力,我们这些渴望知识的菜鸟也要多多努力,学习更多。 |
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| | | | | | | 非常感谢楼主,你的心里话也是我刚刚接触电源时的心声,加油,相信日后你一定很出色!
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| | | | | 不够深,张兴柱博士一篇反激论文不到涉及自动控制,反馈环路推导,还用到了模糊数学,哈哈,看看做电源水有多深!!然后小学毕业看几眼资料也能照猫画虎设计反激电源,并不需要你说的那么高深的教科书,而且设计的电源还在批量大卖。
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| | | | | | | 多谢楼主批评指正。我村里有一发小,初中毕业,然后在蛋糕房干了几年,感觉没前途,在技校学了几个月,出来做起了电器家电维修行当,去年回家时我们聊天,说到开关电源,人家能说得头头是道,对于维修可谓是信手拈来。由此可见,开关电源入门很简单,只要懂得简单元器件知识,欧姆定律哪怕不用懂就可以去DIY了。现在的电源行业竞争激烈,国内市场如雨后春笋,但是良莠不齐,大多是在抄袭模仿,创新的很少。我涉及的电源都是外销的,国外的技术指标要求的很严格,单靠去模仿是难以到达要求,我个人认为不但要有牢固的专业基础知识,还要有丰富的设计经验。对于专家的讲座,课程我都听过,他们是过来人,对于电源的设计犹如小儿科,我们听起来貌似都很简单,其实不然,还有去学习一些高深的基本原理,这样既能提高自己专业素养,更能提升自己的研发效率(而不是整天去加班,用试错法慢慢地调试)。 |
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| | | | | | | 恩,我写这篇帖子的初衷是针对刚接触电源的初学者,算是启蒙教育吧。前一整子和几个做电源的学弟聊天,他们眼中的电源就是能够稳定输出,效率达标就行了,其实远远不止这些,写这篇帖子就是告诉他们电源的真实面目,希望对他们有所帮助。 |
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| | | | | 楼主你好,看了你的帖子,感觉非常接地气。我也凑个热闹,请教个问题 。 最近手头有个宽压输入低压输出的DC-DC半桥隔离案子,BMP模块电源。副边是二极管整流,辅助供电取自变压器副边的辅助绕组。由于PCB面积限制,绕组出来电容(一颗0603)后边只能用一个三极管稳压,它前边的限流电阻只能放两个0603的电阻。当空载启动后进入burst mode,三极管前边的电容上的电压比连续脉冲时低很多,导致三极管无法稳压。虽然提高变压器匝数可以解决,但会在连续脉冲时使限流电阻和三极管超功耗,而且也不想因为这个小问题就改版。请问楼主有没有好的解决方法。 本帖最后由 好123_yin 于 2015-11-16 20:11 编辑
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| | | | | | | 恩恩,明白,你的匝数必须要提高,把其中一个串联的限流电阻换成1nF左右的电容(容值大小随你的IC功耗而定),另一个电阻换成0欧姆的,这样在连续模式下,损耗就变小了。 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-16 22:36 编辑
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| | | | | | | | | 楼主,你好,我想问一下反激电路的主开关管MOSFET得漏源极电容Cds是MOSFET手册中的哪个参数呀,另外这个参数可以直接把万用表调到电容档测D/S两脚电压得到吗
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如附件中的说明,结电容是用普通万用表测不出来的,它是寄生参数。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主,这个我也看到了,但是我不知道这几个电容参数哪个是Cds电容,另外您能顺便讲一下这几个电容参数都是什么意思吗,万分感谢
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| | | | | | | | | | | | | | | 恩,楼主也许会纳闷:这些电容有哪些参考价值?其实在实际研发中,在做替代料时,我会对比以上电容的容值。并不是说(举个例子)弥勒电容越大就越不好,对于单端反激电路,弥勒电容的存在会引起漏感尖峰和功率损耗,但是对于软开关LLC,弥勒电容是必须要有的。所以就看实际应用电路了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 楼主,这个我也看到了,但是我不知道这几个电容参数哪个是Cds电容,另外您能顺便讲一下这几个电容参数都是什么意思吗,万分感谢
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| | | | | | | | | | | | | | | 输入电容 Ciss=Cgs+Cgd
反向电容(米勒电容)Crss=Cgd
输出电容 Coss=Cgd+Cds
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| | | | | | | 还有一个方法就是:延长一点软启动时间,输出稍微加点假负载,这样也可以,不用加大辅助绕组匝数。 |
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| | | | | | | | | 楼主,想请问一下一个问题,最近leader分了一个topic,说是探讨分析共模电感中的漏感对EMI的影响,主要是刚入行这东西不是很懂啊,所以不知道如何下手啊,烦请楼主指点一二啊!感谢!!!
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首先你要明白:1.漏感是寄生参数,2.共模电感滤除的是滤除的是LN线上相对于地同向的共模干扰信号。
如果共模电感因工艺原因存在漏感,当有共模干扰信号是,漏感便会和周围元件的寄生电容形成谐振,
形成高频电磁波发射出去,漏感越大,频率越大,就越容易发射。
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| | | | | | | | | | | | | 恩恩,跟team的高工也聊了下这个问题,目前主要的测试就是看漏感的大小对EMI的影响,想的是先确定漏感是对结果有影响,但在漏感对EMI有影响的基础上能不能找到其他的方法调整其他元器件来抑制漏感带来的影响,所以说调整其他元器件的话大师有何建议么?
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| | | | | | | | | | | | | | | 根据实际情况,共模电感的漏感对EMI的影响就是换电感感量(或者换个磁环好一点的电感)来调试,对于工艺,要求太高,工厂无法制作。如果有PFC电路,PFC电感如果漏感过大,则会引起很糟糕的EMI干扰,这样我们可以选择给电感加屏蔽(沿着CORE包铜箔,甚至要包十字铜箔)。还有一个情况给你说一下,电感打样出来的感量和标称值相差很大,一般都是偏高,因为电感绕线稍微动一下感量就会变化很大,所以电感的磁环中间要加挡板和点固定胶,有的最后还要加热缩套管,这些办法都是使线圈稳定牢固。 |
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| | | | | | | | | 楼主,你好,我想问一下反激电路的主开关管MOSFET得漏源极电容Cds是MOSFET手册中的哪个参数呀,另外这个参数可以直接把万用表调到电容档测D/S两脚电压得到吗
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| | | | | | | | | 这个办法不错,试了后供电确实稳定了许多,感谢楼主!!! |
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| | | | | 学长 学长 请教个问题如果输入大于Vcc电源处理过冲和下冲是怎样的?
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| | | | | 在器件断电时,它能够安全处理更高的输入和输出电压吗? |
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| | | | | | | 对于初学者,除了建议你把电子类基本书籍看懂后,特别推荐《开关电源设计》(王志强译,第三版),《精通开关电源设计》(第二版),其他的可以根据你的实际学习情况,可以看看别人写的帖子(关于答疑解惑之路的)以及某些专题的论文。理论是基础,是帮助你理解的,最重要的是要动手操作,动手实践,从实践中发现问题,然后查看书籍,两者相辅相成,多思考,多总结,久而久之,你就入门了,开关电源就是这样的。
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| | | | | 能效六级知识普及: 欧盟CoC V5和美国DoE VI(六级能效)标准介绍 人们对节能环保要求越来越高,电源适配器、 开关电源、 充电器等外置电源作为高效、节能供电产品也在这一计划要求中。欧盟正在独立推进外部电源(电源适配器,开关电源,充电器)的自愿性和强制性计划,以进一步提高外部电源(电源适配器,开关电源,充电器)的能效要求。而美国能源部(DoE)也在2013发布了一则建议规则制定的公告(NOPR),这个标准主要针对:电源适配器,开关电源,充电器的节能标准也就是DoE VI。 欧盟CoC V5标准介绍: 欧盟正在独立推进外部电源的自愿性和强制性计划,以进一步提高外部电源(电源适配器、开关电源、充电器等外置电源)的能效要求。目前欧盟外部电源的强制要求为ErP指令外部电源实施条例EC 278/2009。欧盟在2013.3月份发布外部电源能源效率行为准则CoC v5的草案进一步提高电源(包括电源适配器、开关电源、充电器等外置电源)的能效要求标准。新的CoC自愿准则中的主动模式下的效率和空载功耗要求均较目前的ErP生态设计要求要高,但比目前美国能源部的拟建议稿要低。CoC准则草案中加入了在10%负载条件时的效率要求以保证在某些应用情况时的效率。其中第一阶段拟生效日期为2014年1月1日,第二阶段拟生效日起为2016年1月1日。 CoC V5草案中对对外部电源空载模式下功耗的要求 CoC V5草案中对外部电源空载模式下功耗的要求(不包括低压外部电源) 额定输出功率(Pno) | | | | | | | | | | | | | | ≥0.071*ln(Pno)- 0.0014*Pno+0.67 | | ≥0.071*ln(Pno)- 0.0014*Pno+0.57 | | | | | |
CoC V5草案中对对外部电源空载模式下功耗的要求(低压外部电源) 额定输出功率(Pno) | | | | | | | | | | | | | | ≥0.0834*ln(Pno)- 0.0014*Pno+0.609 | | ≥0.0834*ln(Pno)- 0.0014*Pno+0.509 | | | | | |
美国DoE VI(六级能效)标准介绍: 美国能源部(DoE)也在2013发布了一则建议规则制定的公告(NOPR),这个标准主要针对:电池充电器与外部电源的节能标准也就是DoE VI。该标准就电源包括电源适配器,充电器,开关电源等外置电源(包括电池充电系统(BCS)和/或外部电源(EPS),在条例限定上,或者是增多限定,或者就是在现有限定上其要求标准变得更严格。任何充电产品或有外部电源(EPS)的都将在此条例影响范围之内。该条例包括:提供产品相应标贴,并极有可能要求在美国能源部(DoE)网站上注册产品。据悉将于2013年7月1日生效。后面我们将详细介绍欧盟CoC V5和美国DoE VI的具体要求,请关注我们后面发布的新闻。符合欧盟CoC V5和美国DoE VI 六级能效部分产品。
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| | | | | | | 神,六级能效的问题是否要根据电源的主控芯片来看,有的是不是做不出来六级啊?求指点。。 |
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| | | | | 开关电源适配器参数常识讲解:
一,电压(U):在电场中将电位从最高点移向低电压,电场产所的叫做功,叫做电压,电压的单位:伏特(V)
二,电流(I):在电场中,自由电子和离电子产生有规则运动叫做电流,电流单位安培(A),毫安用(MA)。
三,电阻(R):电子有电路中运用受到的阻力,单位:欧姆(Ω) 千欧姆(KΩ) 兆欧姆(MΩ)
四,欧姆定律:U=I*R I=U/R R=U/I
五,交流电AC:在电路中电流电压的大小和方向都是和时间的改变按正弦指数规则变化,这种时间变化周期性变法称为交流电。
六,频率(HZ):在一秒钟内电流变化的次数叫做频率。
七,直流电(DC):电流的大小方向不会随时间的变化而发生改变的叫直流电。
八,导体:能够良好导电的物体叫做导体。
九,绝缘体:不能导电有物体就叫做绝缘体。
十,半导体:介于导体和绝缘之间的物体叫做半导体。
十一,电路:利用电源和各种导体连搠起来的电流通路。
十二,断路:电路中两条连通的电路一处不接通了。
十三,短路:电路中两条不应该连接的电路直接接通了。
十四,滤波:接入电流滤波器件使输入的波动成份尽可能的减少,得到尽可能的恒稳的直流电。
十五,空载电压:通过电路中没有接入耗电设备时的电压值。
十六,负载电压:通电电路中接入耗电设备的电压值。
十七,损耗:没有做功部分的电能。
十八,纹波:直流电源一般都是由电源整流稳压等环节而形成的,这就不可避免在直流稳定量中多少带有一些交流部分,这种叠加在直流稳定量上交流分量称之为纹波。
十九,功率因率(PF)值:有功功率和实在功率之比,在直流电路里,电压乘电流就是有功功率,但在交流电路里,电压乘电流就是视在功功率,而能起到作用一部分的功率有效功率将小于视在功率,有效功率于视在功率之比叫做功率因数,以COSP表示,电简单的测试方法就是测量电压与电流之间的相差数,得出的结果就是功率数。
二十,效率:在电源适配器中效率是指输出有用的功率输入驱动功率的比值。
二十一,待机功耗:电源通电后但不接上负载,此时的整体功率损耗主要是来自电源自身的空载损耗,在这种状态下的整体功率损耗叫做待机功耗。
二十二,恒压电源:要求输出电压电值固定不随负载输入电压等外部工作条件而变化,相对于影响的改变能提供稳定的输出电压电源。
二十三,恒流电源:电压负载及其他的影响在一定范围内改变时能提供稳定的电源输出电源。
二十四,限流:也叫保护点MAX电流,电大电流点,恒压时电源可输出电流有最大值,
二十五,串联:用电器首尾依次连接在电路中,串联也只有一条路径,何时何一处故障都会出现短路,R=R1+R2+R3
二十六,并联:电器并列地接到电路的两点的电路,并联电阻:R=1/R1+1/R2+1/R3
二十七,LVD(安规):低电压安寻仙 就是产品认证安全的要求。包含产品规充件的安全要求,组成成品后的安规标准。
二十八,EMI:通常是由串联电抗器和并联电容器组成的低通滤波电路,其作用是允许设备正常工作的时间的频率信号进设备,而对高频的干扰信号有较大的阻碍作用。
二十九,EMC:设血或系统在其电磁环境中的符合要求运行并不对其环境中的任何设备产生无法忍受的电磁干扰,因此,EMC包含两个要求:一,是指设备在正常运行过各程中对所在环境产生的电磁干 扰,不能超过一定的限值,二,电器具有对所指的器具对所在的环境中存在的电磁干扰具有一定程度的抗扰度,电磁的敏感性
三十:功率:是指物体在单位时间内所做的功,即功率是描述做功快慢的物理量,单位瓦,符号(W)
与电流电压的关系:W=i*U
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| | | | | 如何理解开关电源的调制方式: 开关电源是通过控制开关管开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源,开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。其主要4种调制方式是:脉冲宽度调制式(PWM),脉冲频率调制式(PFM),脉冲密度调制式(脉冲密度调制式),混合调制式(PWM+PFM)
⑴脉冲宽度调制式,简称PWM,即脉宽调制。其特点式开关周期为恒定值,通过调节脉冲宽度来改变占空比,实现稳压目的。其核心式PWM控制器。脉宽调制式开关电源的应用最为普遍,其占空比调节范围大,PWM还可以和主系统的时钟保持同步。
⑵脉冲频率调制式,简称PFM,即脉频调制。其特点是脉冲宽度为恒定值,通过调节开关频率来改变占空比,实现稳压目的。其核心是PFM控制器。脉频调制式开关电源特别适合于便携设备,它能在低占空比、低频的条件下,降低控制芯片的静态电流。
⑶脉冲密度调制式,简称PDM,即脉密调制。其特点是脉冲宽度为恒定值,通过调节脉冲数实现稳压目的。它采用零电压技术,能显著降低功率开关管的损耗。
⑷混合调制式。它是⑴、⑵两种方式的组合。开关周期和脉冲宽度都不固定,均可调节。它包含了PWM控制器和PFM控制器。
从以上4种调制方式了解,开关电源的调制方式有两大类:调宽与调频。调宽就是调节占空比(能量传输时间与波形周期的比Ton/T)来调节输出电压(能量),多数传统的硬开关用的是这种方法,少部分软开关也是用调宽的方式(如移相全桥)。调频就是通过改变电路的工作频率从而改变电路里无源器件动态阻抗的方法来调节负载与无缘器件的分压比来实现调压(能量)。这种多用于软开关的开关电源。四种工作方式统称为“时间比率控制”(简称TRC)方式,其中以PWM控制器应用最广。需要指出的是,PWM控制器既可作为一片独立的集成电路使用,亦可被集成在开关稳压器中或单片开关电源中。其中,开关稳压器属于DC/DC变换器,开关电源一般为AC/DC变换器。 本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-19 22:26 编辑
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| | | | | | | 开关电源设计技术指标(开关电源适配器技术指标包括了很多点,针对不开关电源需需要考虑不同的因素,在这里根据我的经验就写如下几点。): 开关电源适配器在生活中得到广泛的应用,使人们的生活变得简单快捷,开关电源适配器的特点体积小,重量轻,质量好等特点,所以人们才会比较喜欢使用开关电源适配器。 开关电源的设计需满足一定的技术型指标,开关电源适配器的性能指标可分为输入、输出、保护、显示和指示功能、系统功能、电气绝缘和电磁兼容等。
1.开关电源适配器电气性能指标测试:
①输入特性:输入电压类型及电压范围(100-240VAC),电网频率(50/60Hz),谐波失真(~mv)。
②输出特性:额定输出电压(DC),额定输出电流(A),稳压精度(电压调整率和负载调整率),瞬态响应,输出纹波电压及纹波电流,输出噪声电压。
③电气绝缘:开关电源适配器的电气绝缘是安全指标中的重要内容,出厂的开关电源必须经过电气绝缘试验,才能够投入市场使用。交流输入端对直流输出端的电气绝缘测试、漏电流测试:如高压测试,耐压系数3750V 10mA
④控制方式及控制功能:电压型控制方式,电流型控制方式,外部关断功能,远程遥控功能,数控功能。
⑤保护功能:开关电源适配器必须有完善的保护措施,常有的保护是过流保护、短路保护、过压保护、放反接的极性保护和过热保护等。必要时还可增加输入、输出电压及电流监视器,保护继电器,报警器,自动/手动复位电路等。有条件的还应对样机进行电磁兼容性试验。
2.机械性能指标。体积、重量等。
3.环境工作条件:环境温度、存储温度、相对湿度、高度、散热条件(自然冷却、风扇冷却)等。
4.可靠性指标:可靠性指标通常用平均故障间隔时间(Mean Time Between Failures,MTBF)来表示。MTBF一般应大于100000小时。
开关电源适配器中的输入、输出、保护、电气绝缘和电磁兼容是电源的基本要求,显示和指示功能、系统功能是通信的特殊要求。在一般电源规范中,还有电源工作的环境条件、结构尺寸和质量等,由此决定电源的冷却和结构设计以及元器件的选择。电源设计者必须充分研究以上条件,设计过程自始至终贯彻技术规范,并且充分考虑研制的开关电源的生产成本和制造方法,所设计的开关电源才能获得成功。因此,产品设计不同于理论研究,这里电路先进是远远不够的。产品应当采用成熟的先进电路技术,最低的生产成本,包括器件、制造、结构、劳动力、设备等,直至维护成本,同时要达到最高的可靠性。这样的产品才能够生存。
5.成本指标:在保证性能指标的前提下,应尽量降低开关电源适配器的成本以提高其性价比,为实现商品化创造条件。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-11-19 22:32 编辑
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| | | | | | | | | 楼主,你好,一直在关注帖子,但很多地方看的不是很懂,可能对懂得人容易,但入门的人就理解困难,关于你10月23号的关于电路原理的帖子很有用,但是因为只是简单讲解,很难彻底弄明白,这样的电路该怎么去学习(包括原理的理解及元件的选择)?或者能否讲详细点。谢谢!
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| | | | | | | | | | | 好的,没问题,楼主如果有其他方面的疑问也可以与我单独站内信联系,本贴中联系也好,这样我及时看到及时回复。 |
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| | | | | | | | | | | | | 其实学电源,要先明白电源是什么,它的原理是什么。明白了这些,设置参数就会很简单,就会有据可依,而不是盲目的试验。因此,我希望初学者们能够改变自己的思想,学电源前一定要把自己的思路捋顺,不要模模糊糊地去设计。电源世界很精彩,硬件电路一样变化多端,只要我们了解了它的
本性,一定会把它们运用得信手拈来!
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| | | | | 能不能给像我这样在学校学习开关电源的新手一些建议和方法,有时候感觉开关电源太难了,都想放弃了。
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| | | | | | | www.ainuo.com.cn 专业的开关电源研发基地!
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| | | | | | | | | 谢谢楼主指导,我下去看看
本帖最后由 张健777 于 2015-11-24 16:40 编辑
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| | | | | | | | | | | 对于在校大学生,我的建议还是很简单,很基本的,就是一定要把电子类的各项基本知识学好,专业类的知识也要好好学,多动手,慢慢就会入门了,一定要多动脑多思考多总结。
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| | | | | | | | | | | | | 学长,我目前有个反激式开关电源,用的是TI的UC2843,输入9-15V,输出5V,功率:5W。现在功耗很大,输出空载输入12V时电流都能达到70mA,MOS管也比较热,请问如何降低功耗呢。
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| | | | | | | | | | | | | | | 单单看你的描述,就可以发现你的输入电压太低了,其实我知道你是想用这种方式做一种降压电路(和我上学时的思想一样),要知道单端反激电路,如果输入电压太低的话,占空比会很大(超过0.5),电路会发生震荡,即便是在空载下,MOS 管DS两端的工作电压会很低,这样mos都不能完全开通,另一方面,你的变压器工作状态也不好,UC2843IC也不是变频的,开关频率也比较大,自然导致初级电流会很大。所以我建议你把初级电压提高到36V-48V以上(放心,只要你不碰他,安全的,不要怕 ),mos管选个耐压100以上的,变压器匝比定为5:1,你再试试看。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我也知道输入电压有点低,不过由于这个产品的应用场景限制了输入和输出,所以目前参数无法再做调整。输入电压低会直接造成功耗很大吗,为什么效率会这么低,目前测试半载的情况下也只有50%左右,实在有点不可接受。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 学长,如果输入输出参数无法更改,用哪种方案实现比较好呢?
本帖最后由 zenglizhong 于 2015-11-26 08:35 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 用BUCK做,如果想隔离得话,也可以加一个变压器(这样会比较复杂),我还是建议用buck做,MOS用在低边驱动,用2843也可以实现,效率保证在88%以上。
你先画一个原理图,我可以为你修正。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老师,我最近也在做一款DC-DC的电源,要求隔离
输入:18~30VDC
输出:25V 1.6A
我想用UC3843来做,
反激,占空比设置在0.42左右,匝比比n=0.5左右,你看可以吗?
本帖最后由 dongxia620 于 2015-11-27 00:49 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 其实你这个电路输入升降压电路,为了不使输入占空比太高,建议匝比3:4。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | OK,站内信联系或者本贴中说出你的问题一起讨论互相学习,有问题尽管提出。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,你好,反激变压器中的反馈绕组电流如何确定,是次级对反馈绕组的反射电流确定还是?因为看有反激变压器把反馈绕组的电流定的很小,远小于次级对反馈绕组的反射电流,谢谢!
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 次级反馈绕组的电流非常小,反馈绕组的电流跟随次级主绕组,次级绕组电流增大,反馈绕组电压升高(由于反馈绕组不具备稳压功能,次级主绕组是稳压的),这样很明显,反馈绕组是以电压信号来反映次级主绕组的电流信号,反馈绕组通过把信号给IC,以此来调控输出。所以你不必担心反馈绕组的电流,反馈绕组的带载能力很弱,用直径为0.2-0.3mm的绝缘线去绕就可以了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,对于你上面说次级绕组电流增大,反馈绕组电压升高及其解释不是很理解?对于初级和次级的电压电流关系还比较好理解,但是反馈和次级的关系就理不清,(或者能否把反馈看做另一路输出)?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可以,我说的就是这个意思,反馈其实就是相当于输出,只不过他没有稳压而已,通过它的电压升高信号来反映输出电流的大小变化。开关电源中,只有一个原边感应绕组,其他的都相当于输出,只不过只是输出应用范围不同,用途不一样而已。我建议你多找些资料把单端反激看明白,要彻底明白!
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,可否讲解下PFC电路设计的方法。PFC电路元器件的选型。目前用L6562做PFC电路,对于PFC MOS的S脚串联的电阻取值一直不知道怎么定参数合理。这个电阻取值的大小会有什么影响呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您好,能不能分享一些,工业中用电源设计的规范,标准,手册等,这些是对设计一款不仅仅是性能满足要求而至关重要的参考资料。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主的建议非常好,好的,我下去把一些常用的设计规范总结一下,其实这个依据公司的不同而不同,外销的公司一般安规都很严,电性也要求的严。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 神,占空比大于 50% 这个观点我有点建议,有的芯片手册显示芯片工作最大占空比可以超过 50%,就比如说 ON 的 NCP1076 她的占空比可以最大达到70%,正激式变压器占空比不能超过 50%。希望指点。
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| | | | | | | | | | | | | 你说的我们不理解电源是什么,确实,没看这个帖子,电源就是输出电压和电流,没什么特别的地方,嘿嘿
现在想学,总不知道该干什么,网上找个原理图,画个板子,焊接调试,行就搞,不行就丢一边吗、?
还有一个问题,我们一般学校的学生去的企业就那样,怎么会遇到很厉害很厉害的人呀,难道要考研,进入好的企业吗?
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| | | | | | | 老师,能不能分享下,如何选择变压器磁芯?
对我们缺乏经验的新手来说,有个计算方法是最好不过
不一定非常精确,至少让我们不会太离谱,手足无措。
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| | | | | | | | | 恩,这个其实挺简单的,
先给你发个对照表
CM^2 | | Po(W) | Ae 值 |
| | 0.15 | | 3~8 | 0.19 | | 10~15 | 0.23 | | 12~18 | 0.42 | | 15~20 | 0.36 | | 15~20 | 0.41 | | 20~30 | 0.46 | | 20~30 | 0.85 | | 30~50 |
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由对照表可知Ae值越大,所能带的功率也就比较大。这些东西平时需要设计经验选不同Ae值得core(磁芯),也可以通过AP法计算,查表选择。
在实际应用中,还要选择不同类型的骨架(bobbin),bobbin是根据你的电源空间结构来选择,有的要用RM,有的用PQT,有的用EE等等不尽相同。
其实这些都是次要的,最主要的是你要明白不同的Ae值所对应的输出功率不同,要多实践,多应用。还有一点,我想给你说,开关电源是没有万能
公式的,很多东西是有据可以的,但是这个据就是基本原理,计算公式,工作原理和实践,单单一个计算公式是不能解决问题的。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-12-29 11:19 编辑
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| | | | | | | 楼主,谈谈LED电源的发展方面。LED照明是未来照明的主流产品,国家都支持,LED电源是有未来的,而且不会向着低端发展。
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| | | | | | | | | 好吧,我不是专业做LED电源的,在这一领域不是很精通,说起LED电源,我们肯定会想起欧普照明之类的专业照明企业。我是在上海这边工作的,也在上海一家照明及LED显示的本地企业实习过,哪家企业我就不说了,是做LED照明和LED显示。LED照明目前都向数字化发展,普通的恒流恒压LED照明驱动器竞争太激烈了,各个小企业也竞相模仿抄袭,拼的就是成本(一般的性能大家能满足),如果想要有所突破,就得有所创新,拿出自己的品牌,当让也要靠厉害业务能把单子拿下来,才有机会去做(我那家企业就是给市**做的,能拿下单子),咱们是搞技术的,就说技术层面的了。LED照明用于室外照明的相对比较多,室内的都被那些知名企业抢跑了。我个人感觉数字电源在LED照明上是一个很好的发展,数字化的东西可以用软件控制,这样,LED驱动器的用途就大了,不仅用去LED照明,也可以延伸到LED显示的驱动,这样一来移植性也比较强,也便于控制,国家对LED电源的指标规范会慢慢完善,我们还有跟着政策走,按照政策指导,去做满足市场的LED电源。谢谢!
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| | | | | 在校学生提的问题,在“开关电源入门基础知识”里说到:由于稳压管的工作电流小,所以输出电流只能做这么小,为什么?
本帖最后由 Rijn_He 于 2015-12-1 10:36 编辑
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| | | | | | | 你可以看稳压管的稳压曲线图,稳压管上加电压,当电流达到阀值电流开始稳压,如果电流很大,那么稳压管上的功耗将会很大,稳压管将会烧掉,所以它的输出电流很有限制,你也可以下个数据手册看看,稳压管期间的最大功耗是多少。
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| | | | | | | | | 我好像明白了~ 其实稳压管是有等效内阻滴,它与负载并联R L后,会按一定比例分流。所以增大输出电流就一定会增大稳压管电流,所以稳压管的最大电流限制了与之并联的负载的电流。
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| | | | | 楼主的文章写的很好,对于我们这些初学者来说是很大的帮助啊,感谢! |
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| | | | | 在校学生提的问题,串联稳压电路说到IB上升导致Uo下降。但三极管工作在放大区,IB上升会导致IC和IE上升,导致输出电流Io上升,导致Uo上升才对啊。帮忙看看我哪里理解错了。感谢! |
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| | | | | | | 我懂你的意思,文章上的叙述有点简单,这样理解:Uin一上升所致Uo↑ →(由于Ube压降是0.7不变)UDz↑→Iz↑ →IB↑ 但是稳压管Dz的稳压是恒定的,这样会使→UR↑→ UDz↓→Iz↓ →IB↓ →Uce ↓ →Uo↓,又使Uo恒定。
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| | | | | | | | | 对不起大家,我还是没看懂 。我的理解是:由于D z的电压恒定,所以U in增加的电压都加在了电阻R那里。
而又由于D z的电压恒定,三极管的U be恒定,所以负载电流不能增加,所以电阻R增加的电流都流到D z那里,当超过D z的最大电流时Dz坏掉。
不知道能不能这么理解······
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| | | | | | | | | | | 那个电阻R是K级别的,是不会烧掉的,你输入电压能有多大?你可以这么理解:稳压二极管上的电压恒定的,稳压二极管总是比输出要高0.7V(既Vbe=0.7V),这样不管输入怎么变化,输出总是恒定的。 |
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| | | | | | | | | file:///file:///请问这个两个图中,怎么一个是Ib增大,Rce增大,另一个正好是相反的呢?? 到底哪个正确?为什么Ib增大,Rce也就增大(或减小)。图中?处的过程不怎么明白。
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| | | | | | | | | | | 其实你分析这两个电路,不一定非得按照上面说的那样去分析,只要你明白三极管
的工作特性曲线图,会分析三极管放大区的状态,就明白了。
红线其实就是三极管放大区,IC,Uce,Ib三者之间的关系,Ib增大,IC也会变大,Uce则不会变,注意:Uce也会变化,它是由偏置电阻决定的,如果偏置电阻(等效为VCC输入电压变大)变小,Uce分压就会变小,慢慢会进入饱和区,如果偏置电阻偏大(等效为VCC输入电压变小),则Uce分压就会变小会进入截止区。
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| | | | | | | | | | | 我希望你先明白三极管放大电路的原理,如果我直接给你说答案,我感觉不能锻炼你的思维,你先按照我的建议去推导一下,把结果
写出来,我给你纠正。这样你会成长的很快。希望你能明白。
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| | | | | | | | | 这样会使→UR↑→ UDz↓→Iz↓ →IB↓ →Uce ↓ →Uo↓,又使Uo恒定。这里我就不理解了。Uo+Uce=Uin;既然Uce ↓下降,那么Uo应该升高才对。我觉得是稳压二极管电流增大(IR=IDZ+IB),消弱△IB增加,从而使Uo增量变小。
本帖最后由 li985836712 于 2016-4-22 13:39 编辑
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| | | | | 请问楼主有没有单级PFC反激变压器设计有关的计算,能否贴出来给大家学习学习。。灰常感谢 |
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| | | | | | | 好的,没问题,这一版帖子主要针对新手而言,算是入门级别的。下去我重新发一个帖子:关于PFC+反激+同步整流,这样更能专业一点地去分析。不然这个帖子都成了大杂烩了,哈哈 |
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| | | | | | | 谢谢支持,如果楼主有什么好的建议,知无不言,尽管提出,我会努力做到让大家满意,让大家收益多多! |
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| | | | | “开关电源入门基本知识”里这道题竟然没有答案,我就勇敢滴答一下,请帮忙指正:
若BUCK电路工作在连续模式,则Q开启前源极电位为0,栅极电压只需要大于开启电压即可;
若BUCK电路工作在断续模式,则Q开启前源极电位为Vo,栅极电压要大于Vo+开启电压才行;
Q开启后工作在恒流区,因为BUCK电路输入端一般接市电直接整流滤波的电压,即311VDC,而栅极电压一般只有5V。
然后问题来了,Q开启后,Q的源极电位=漏极电位=311V,比栅极电位5V高,那Q为什么还能维持导通? 本帖最后由 Rijn_He 于 2015-12-4 17:30 编辑
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| | | | | | | | | 看这个BUCK ,上下管驱动,看了好久,这个刚好看过,上管驱动的话,MOS管在 VIN+ 和二极管负之间,IC直接驱动不了,需要自举或者用变压器驱动。但是反馈很容易,直接取样反馈就好。下管的话是在VIN- 和二极管的正之间,但是电感要放在MOS 的D极,(网上是这么说的),可以IC直接驱动,但是反馈回路要麻烦一点,据说需要用到光耦隔离反馈。不知道我说的对不对。。。。。。。不对正好重新学习了。
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| | | | | | | | | | | 可以这么理解,不过用底边驱动可以解决内环电流环反馈,外环反馈不用光耦也可以直接采样反馈,不过不太好调试。 |
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| | | | | | | | | | | | | 内环反馈,外环反馈,怎么看,不理解,能不能说明一下。
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| | | | | 楼主写得不错,开关电源我刚入行,收藏了,下去慢慢研究研究。非常感谢楼主分享 |
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| | | | | | | 恩,谢谢支持,有问题尽管问,只要尽我的能力帮助大家就好! |
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| | | | | | | | | 楼主,麻烦你讲讲反激变换器开关管的RCD吸收电路呗,原理和设计公式呗。
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RCD吸收电路就是如图所上结构,一般情况C7=222,R9=R12=200K,R1=10欧姆左右,D5=PR1007(快恢复管),
二极管的作用很明了,就是在MOS管关断时,使其导通,反之不同,另外二极管的反向恢复时间也会影响吸收的效果
最最主要的差别是辐射,辐射与发射能力以及频率有关系。R11是微调的,改善辐射效果。
剩下的就是R9,R12,C7C并联吸收电路了。如果RC电阻电容乘积R×C偏小电压上冲后,电容上储存的能量很小,因此电压
很快下降至次级反射电压,电阻将消耗初级励磁电感能量,直至mos管开通后,电阻才缓慢释放电容能量,由于RC
较小,因此可能出现震荡,就像没有加RCD电路一样。你也许会问:怎么计算合适值,因为不同的电路的变压器
感量以及电源功率大小不一样,目前还真没有具体的万能计算公式,就是用试错法来调试,看mos管DS之间的漏感
尖峰值大小,以及辐射的调试情况确定。如果RC电阻电容乘积R×C合理,C偏小,mos管开通前,电容上的电压接
近次级反射电压,此时电容能量泄放完毕,电压尖峰也比较高,电容和mos管应力都很大。如果RC电阻电容乘积
R×C合理,R,C都合适,在上面的情况下,加大电容,可以降低电压峰值,调节电阻后,使mos管开通之前,电容
始终在释放能量,与上面的最大不同,还是在于让电容始终存有一定的能量,这样在下次导通时,电容上有一点的
电压,则尖峰对电容充电时,可以先去中和电容上的能量,这样尖峰就会小很多。这就是RCD吸收电路的原理。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主,这个Vr这么算对吗,这种RCD和你的那种有什么区别吗 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个算法理论上是正确的,可是实际过程中真的用不上,真的,因为你不清楚漏感大小,以及结电容的大小,它们的变化是非线性的,
用公式根本不能把握好其规律。是心里话,楼主,我真的不建议你开关电源中的每个参数设计都需要公式,如果都有万能公式,那么开关电源
就很简单了。你要学会识别,真的,要改变思维,找到学习方法。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 好的,楼主,我先按照你说的方法试一下,然后麻烦您再我讲讲,反激变换器副边整流二极管的RC电路怎么取值呗,我也是不太懂
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一般情况下,RC电路中的R我们公司选择两个20R的并联,电容用一个102的,根据效率和辐射测试情况进行微调,我看你的取值和我平时用的出入比较大,我平时在调试电路中,对于这一块基本都不用计算,采用经验值就可以了,原理就是串联RC吸收消除变压器副边线圈的尖峰。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个取值是我们公司以前的一个比较厉害的人给的,至于为什么是这个值还有怎么得出来的,我也不是很清楚,还有之前的RCD电路的取值,他留下的电路实际值和公式都有很大出入,所以我想弄明白他是怎么得出来的,或者我自己得有一个正确的取值方法 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 计算公式我也没有,都是按经验值来的,因为我平时很少去用公式,出了变压器的设计。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 反激电源功率一般都是100W一下,次级的RC吸收电路取值一般都在那个范围左右,变化不大,但是没走一成不变的万能参数。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,那你在反激变换器输出侧加过LC滤波电路吗,这个电路在什么情况下加呀,L、C一般是怎么取值,要满足谐振频率等于多少吗?
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| | | | | | | | | | | | | 楼主,时间常数RC乘积有什么规律吗,我看有的书上说这个RC要比T大很多
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| | | | | | | | | 学长,请教一下,之前的LED恒流源变压器的漆包线线径是什么规格?
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| | | | | | | | | 老师,请问DC-DC 输入18~30VDC 输出25V/1.6A的电源,
如果用UC3843做成反激,设定工作在CCM和DCM哪个比较好?
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| | | | | | | | | | | 由你的输入输出电压范围(输入输出压差不大)就可以知道,满载工作在CCM模式下比较好,如果工作在DCM模式下,占空比小,由于你的输入电压比较低,这样初级的峰值电流就会比较大,你的电感量也比较大,相对变压器的体积就比较大了。如果工作在CCM模式下,你的占空比可以大一点,使初级的峰值电流稍微小一点,效率也会很高。你可以看看我帖子上的变压器计算文档。 |
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| | | | | | | 谢谢你,从你这份帖子中学到了很多很多的东西。有一个疑问:《开关电源原理及各功能电路详解》第三部分,功率变换电路,3工作原理:...“当Q1截止时,变压器通过D1、D2、R5、R4、C3释放能量...”这句话应该是有误吧,应该改为“当Q1截止时,变压器通过D1、D2、R7、R8、C3释放能量...”才对吧??
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| | | | | | | | | 是这样的,当MOS管关闭时,由于其两端有很高的映射电压,则RCD吸收电路中的二极管导通,RCD电路开始吸收储存能量,当MOS管导通时,二极管不能导通,RC电路中的C通过R释放能量。
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| | | | | 有没有哪位好心人帮忙看看这条公式怎么化简得到的啊~~~我把D2=[Vs/(Vo-Vs)]D1代入都无法得到这个结果: |
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| | | | | | | 在那一块上啊,东西太多了,你只截这个图,看不到前面说的什么?详细一点。
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| | | | | | | | | 教材里Boost电路说得比较精炼,只有这一页是说增益公式的,两条增益公式都不知道怎么推导出来:
本帖最后由 Rijn_He 于 2015-12-12 10:20 编辑
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| | | | | | | | | | | 这个公式我在下面也有推导,和它们算的也不一样,我在看看,貌似他们那个公式省去了很多东西。
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| | | | | | | | | 楼主,你好,看了你的帖子,受益很多,我有一问题请教:
全桥电路在设计变压器时,磁感应强度Bm一般要取多少,比如铁氧体的EE110,铁基纳米晶的φ120*70*20要如何取值。
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| | | | | | | | | | | 一般保险一点取0.25T,如果core的材料比较好的话,可以取0.3
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| | | | | | | 感谢楼主,学习了,有个问题还想请教一下:
单端反激式多绕组输出变压器的内屏蔽层、外屏蔽层该如何放置?单端反激式多绕组输出变压器的内屏蔽层、外屏蔽层又该如何正确接地呢?
我把单端反激式多绕组输出变压器的内屏蔽层、外屏蔽层一起接至次级绕组的地,反倒没输出嘛?这是为何?
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| | | | | | | | | 变压器内层屏蔽不能短路,外层可以短路,它们的地线接在初级VCC地上,因为屏蔽层是吸收漏感之类的尖峰,对辐射有好处,你的CORE一般都是定义为初级,你用屏蔽层去屏蔽CORE,相当于屏蔽层也是处理的,所以要引到初级地,不能是次级地。
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| | | | | | | | | 神,看到这里,我都想打印出来这个帖子。。。等您更新完
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| | | | | | | | | | | 二极管的作用是限幅,防止输入信号过高,输出放大信号失真,另外一级放大,放大倍数不易太大。 |
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| | | | | 又有一个很奇怪的问题,一个电感通电积累一定磁场能后,把开关断开,此时电感电流为零,那此电感中还存储有磁场能吗?
我类比了一下电容,开关断开后,电容可以仍然存有电场能,且存有电压。但电感不行吧~~~ |
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| | | | | | | 这个问题一点也不奇怪,那是因为电感的感量太小了,储存的能量很快被释放掉了。你想想咱们过去用电感式镇流器,镇流器断电后瞬间能很高的能量,那个镇流器就是个大电感。
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| | | | | | | | | 您是说在开关断开瞬间,电感产生超大电压,比给它充电的电压还要高,所以会反过来电感对电源充电。但又由于电感存储的能量很少,所以实际上只看到一瞬间的火花?
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| | | | | | | | | 你好!我每周都会上网看一会您的发帖,受益很多。可不可以抽时间讲一下关于UC3844电源控制芯片的过流及短路保护机制啊?我看手册上内部框图,理解上模棱两可,特别是电流电压两个闭环,好像要保护,主要靠电流反馈引脚信号达到1V来起作用,电压反馈在输出绕组短接时,补偿引脚1电位达到5V(Vref),分析不会保护,还请指教。
另外还有个问题,反激电源功率设计时按满载考虑,可实际使用时,会出现负载较低的情况,您一般设计时对于空载和满载的比例是怎么控制的?我现在测试是发现假负载较小时,空载工作不正常。
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| | | | | | | | | | | 首先要感谢您的支持!楼主遇到的问题也是曾经我的疑惑之处,我设计的一款开关电源用的是UC3842,当初不理解手册上的含义,胡乱的实验,不得其解,最后
耐下心,去看手册才明白出所以然来。
要说的是3844如果电流环的CS脚悬空的话,IC是不能工作的,3844是峰值电流检测,就是CS脚要检测变压器初级的电感峰值电流,SENSE电阻的大小决定输出功率的大小。
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| | | | | | | | | | | 电流采样端(CS脚)首先要输入一个信号和电压比较器比较输出一个矩形波,这样电源才能工作,电压环反馈是和IC内部一个基准信号比较,然后输出一个电平信号,电压反馈信号的大小会决定电平信号的大小。
你说的电压反馈在输出绕组短接时,补偿引脚1电位达到5V(Vref),不会保护,3844的短路保护不是通过补偿引脚1(你看内部有个恒流源,两个分压电阻上一直有电压的)起作用,需要另外接电路去设置保护。你可否把你的电路图发过来分析一下。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-12-17 18:17 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 首先谢谢您提供的深入分析,我试着慢慢消化领会。我先把我的电路图发给您看一下,直流输入200V-350V,额定220V。开关频率40kHz,输出绕组1:+12V/0.5A
绕组2:-12V/0.5A,绕组3,4,5:8V/1.5A 绕组6:24V/1A 绕组7:24V/0.5A
本帖最后由 weijiyun 于 2015-12-18 08:22 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | 看到你的原理图我是倍感欣慰,你的电路图思路和我上学时画的如出一辙,虽说是个笨方法,却真真实实考验了楼主的电子技术基本功,在这一点上,我给你一个赞!你的电路太冗余,引入的反馈传递函数很复杂,不利于实验电路反馈的基本功能,也不是说不能用,但以为专业的态度来讲,最好不要这样弄,(你先是采样输出,然后又和431产生的基准比较,然后补偿,给光耦。。。太麻烦了),你完全可以把电路简化一下,按照我的帖子上的反馈去弄,如下图去采样主输出。
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| | | | | | | | | | | 你说的假负载小时不能正常工作,这是由于你的反馈没有调好,我一般不会考虑满载轻载的分配问题。你把你的反馈电路图发上来,我给你看一下。 |
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| | | | | | | | | | | | | 这个时序图确实看不太明白,电容和电阻的匹配对电源工作有什么影响?还请不吝指教
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| | | | | | | | | | | | | | | 时序图我建议你一点点地分析,拿着笔从信号端入手,一点一点地画。我当初就是自己分析的,我相信你有这个能力,分析出来后,开关电源IC你就明白90%了。昨天我给你回复的那个反馈type II型反馈补偿,是个模型,不是具体电路,记着把它用在431上,也是这样的道理。3844外围电路的电容和电阻的匹配对工作频率有影响,你就按照手册上的说明去选参数,不要去分析它,这是IC的内部的配置,不需要深入了解。(说心里话,就单单看你的电路图,我觉得你的电子技术功底很不错,加油啊,要想有所图突破,一定先要克服自己的瓶颈,打破传统思维,只有改变自己的思考方式,不用别人家教你,你自己就会无师自通!)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢指教,电源这块接触有三年时间了,原来主要做一些电源之外的硬件电路设计,我试着自己好好分析一下,到时再向您汇报
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| | | | | | | | | 楼主,能讲一下为什么反激变换器多路输出时,一路加载的情况下,会引起其他输出电压升高,我看书上说是交叉调整率,漏感引起的,不过不是很懂。
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| | | | | | | | | | | 同问,现在的开关电源大多数都是会分出来一路给 VCC,也就是在VCC工作的同时,后面的输出如果带载,会影响VCC的稳定性,您采用什么办法来稳定住VCC 使其可以在带载/空载条件下,可以稳定输出呢?我也是刚开始接触开关电源,里面好多都才接触,望 不吝赐教(PS:每次回复怎么查看啊,看见回复通知,有的时候找不到了)
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| | | | | | | | | | | | | 感谢分享,一直以来对电源没有系统的学习过,支离破碎的知识点使我进步很慢,你的资料受益匪浅,再次感谢 |
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| | | | | | | | | | | | | 你说的问题和我下面的回复的原理异曲同工。解决VCC电压恒定的办法很简单,就是加一个线性稳压(如下图结构),这样也有个弊端,线性稳压电路上由于压差过大会有一部分损耗,这样也有办法,就是你的VCC绕组不要靠近主输出绕组,要接近初级绕组,并且放在最里层,使其感应的磁能更加稳定。另外,现在的IC都是有很宽的输入电压范围,你只要把VCC的最大值设定得小于输入电压的最大值就可以,不必纠结电压恒定与否。不过有些IC 需要恒定的供电电压,那就要采取措施了。
本帖最后由 已是悬崖百丈冰 于 2015-12-18 21:22 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 帖子回复看不到也可能是系统服务器的问题,我这里有时候也会出现,就不能及时回复大家了。
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| | | | | | | | | | | 说是漏感引起的,我只能说这只是其中一个很小很小的因素,是这样的,比如双路输出,一路为主输出,当然你会把反馈加在此主输出上,另一路输出假如不加反馈,当你的主输出的负载加重时,反馈信号到初级IC,此时的占空比(或者是频率)会加大,使主输出产生更多能量来维持电压恒定,要不然电压一拉载就会跌下去,注意此时,由于占空比加大了,次级绕组的另一路输出上的能量也会加大,如果这个输出不带载或者带很小的载,它的输出电压会偏高,超出规格值,当它加适量的载才能把电压拉下去。这样就产生了交叉调整率(一路满载,一路空载,电压的调整里)。解决交叉调整率也不是没有办法,很多种,其中一种就是另一路输出也带反馈,双反馈信号,根据每一路带载的大小来决定反馈的比例。
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| | | | | | | | | | | | | 老师帮我们分析下这波形在开通和关闭时的尖峰引起的原因,谢谢啦!
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| | | | | | | | | | | | | | | 电流尖峰主要来自于次级整流二极管的反向恢复电流,还有变压器分布电容太大引起的,变压器漏感和分布电容是矛盾的,漏感小分布电容就大,电容小,一般漏感就大,需要平衡。漏感太大会影响MOS管关断时的电压尖峰的大小。
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| | | | | | | 开关电源入门简单,只需很基础的电子技术知识就可以了,但是要做精很难,这过程中要学很多零零碎碎的专业理论和原理以及实战经验的沉淀,楼主不要灰心,加油!
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| | | | | | | | | 嗯嗯,这需要大量的实践,但基础的理论知识也是必须的。老师能给我们总结下哪些都是必须熟练了解的?
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| | | | | | | | | | | 首先你的模电,电路原理得过关(数电也要会),这两本书主要了解电子类的基本基础知识(电阻,电容,电感,二极管,三极管,IC,信号处理与放大,弱强电计算等等),还有专业书籍:电力电子,电磁学,开关电源设计之类的书籍,就这些基本书籍。另外你要熟悉各种拓补结构,并作一些小实验去验证掌握它,久而久之,你就入行了!
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| | | | | | | | | | | | | 为什么不是(VDC+VOR)*TON=(VO+0.5)*TOFF*N
因为下个周期MOS导通的时,电压应该是VDC+VOR
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| | | | | | | | | | | | | | | 因为VDC非常大,VOR太小了,可忽略不计,不过即便如此,楼主的公式也写错了吧,应该是:(VDC-VOR)*TON=(VO+0.5)*TOFF*N
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 怎么会呢,次级反射到初级的电压VOR应该是叠加到MOS的漏极,到下个周期MOS导通时候,初级的电压应该是VDC+VOR,VOR也不小的,大概也有120V左右,对VDC不应该忽略吧
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上次的回复我理解那个VRO 理解为MOS的导通压降了,现在重新讲:
伏秒守恒公式为:
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| | | | | | | | | | | | | 神,再向您请教一个问题,对 RCD 电路的选取,您有什么看法/计算方法,在开关管关闭的时候,原边电感充电,钳位电路没有动作,在开关管打开的时候,原边电感放电,通过钳位电路来构成回路,二极管要满足漏极最大电压值,R 和 C 的取值要怎么取舍?望指点。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | IN=36-72V DC, OUT额定=48V/30A, 输出可调范围43-59V,
效率要求90以上,输入输出隔离, 大家看看有没有什么好的方案?谢谢! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你的输出电流那么大,一般的BUCK带上隔离去做难免太傻了,半桥全桥也可以,不过成本有点高,建议用正激+同步整流。
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| | | | | | | 你好,现在准备做一个交流380V三相输入的开关电源,准备采用集成驱动 IC和MOS管的芯片+外置MOS,两个MOS管串联的情况;这个设计的难点是保证俩个管子同时开通和关断,希望您能一些建设性的意见,谢谢!
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| | | | | | | | | 你驱动部分的线路不对吧,内部MOS作为提高驱动的mos使用,来驱动外部的。你把IC规格书发上来。 |
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| | | | | | | | | | | 向您请教,输出电容的容量是怎么计算出来的?有没有什么工程经验呢,比如多大的输出电流一般选择多大容量的电容,能传授点技巧嘛,谢谢您。。。
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| | | | | 感谢楼主写得如此详细,让我们少走很多弯路。。感谢! |
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| | | | | | | 附件为开关电源芯片数据手册,就是一个普通的较为常用的小功率的反激开关电源IC。
我现在担心这两个MOS管的开通和关断的时间差会导致某个管子的应力超标,还请帮忙一起分析下,谢谢!
本也打算使用外置IC加高压MOS去做的,但是这个是开关电源IC厂家提供的方案,总觉得心里不踏实。后面是需要量产的,所以比较谨慎。
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| | | | | 关于这点“R1过小,易引起振荡,电磁干扰也会很大”,怎么解释? |
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| | | | | 感谢楼主的分享,这些天一直看资料,努力学习电源知识!由于之前一直做测试的,现在想转研发,楼主能否给个建议!
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| | | | | 大神 看了你的帖子收获很多 我是电源小菜 有个问题请教下 我做的开关电源反激,现在是要做一个输入AC采样,利用MOS开通时,副边分压采样到IC取值(to ic),现在感觉纹波很大,要加吸收吗,怎么样改进啊 而且轻载重载采集的电压值有蛮大的差距啊 帮忙看看,谢谢了
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检测AC 电压采样
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| | | | | | | | | 楼主,你好,想请教一个问题,比如两路输出5v,1A 和12v,1A中 ,在次级变压器绕线时,分开绕线(两组独立绕线)方式和中间抽头(共地)方式,有什么不同及各有什么优缺点?谢谢! |
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| | | | | 涛哥牛掰了!很好的帖子,,我现在在一家小公司做超声波的,也是开关电源。攀登。。。。 |
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| | | | | | | 哈哈,共勉!最近项目多,都是随便抽时间写的,你在上海那边,微信联系我。 |
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| | | | | | | | | 老师,X2电容的放电电阻怎么算?
还有,安规中对X电容放电百度下有两种说法:
说法1: 两端电压在 1s内降到初始值的37%以下;
说法2: 2S内,降到安全电压35Vac或60Vdc
烦请老师指点迷津,感谢。
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| | | | | 您好!最近在产品使用出现了电源方面的问题,具体为:双端反激电源,工作电压:300V-1200V。正常工作电压950V,电源反馈绕组为辅助绕组,与初级侧共地,当输入电压加至600V以上时,变压器就会有噪声,查看2844输出的控制信号,占空比变化幅度较大,没有噪声时,占空比相对稳定。试了多只变压器都是同样的情况,变压器输出负载较轻,总功率在12W左右。这种情况是什么原因引起的?开始怀疑变压器绕制不良,现在感觉是不是反馈调整参数不合适导致的,还请老师帮忙分析一下。
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| | | | | 请教老师,满载工作于CCM,轻载DCM,那Dmax也是取0.6吗?不是说CCM最好不要超过0.5?
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| | | | | | | 感谢楼主的奉献,虽然到现在才看到资料,还没看完。这得需要多厚的技术功底的积累才能达到您的水平呢? |
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| | | | | 这么好的帖子必须收藏!楼主真的很厉害,感谢楼主的分享! |
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| | | | | 最近好几位同学纠结初学者怎么上手,怎么学习电源,感谢楼主的好文,我分享给大家! |
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| | | | | 老师您好:
读了您的帖子让我顿时有了方向,有个问题想请教一下您。您提到“前沿消隐,这是最常见最必须的功能,初学者可以好好看看研究一下是怎么回事,建议看看CS Pin的开机时电流瞬态波形就明白了”。我目前用一款IR驱动芯片直接驱动mos,做的一个反激电路,固定频率的驱动信号,没有输出反馈,然后开机时采样电阻就会有个很高的瞬时电压,然后采样的电流保护电路就会被这电压误触发保护,这个是不是就是您提到的需要前沿消隐啊,您有什么解决方法么,希望得到您的指点哈。 (还是说驱动芯片不适合做电源啊。) |
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| | | | | | | 你的思路有点像有分离元件去做电源了,这样的原理结构是对的,就像前言消隐,那是芯品加了特殊电路做了最优化处理。对于做电源我还是建议由专用IC做,如果是去学习原理,也可以用分离模块去做,不过建议功率不要太大,能够完成输出指标即可。
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| | | | | | | | | 前辈,可以把你发的这些资料发给我一份吗?包括你说的一些很有哲理的话,我打印出来好好的看看,用电脑看太累了。
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| | | | | 我司专业代理MAC8连接器、间隔柱等PCB板用各种端子,香港Samxon电容,和台湾Zowie二极管等,我司网站:www.mac8china.com
易思特国际贸易有限公司(易馨电子)
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| | | | | 初学者怎样去学习和研发开关电源,这个话题很有意义。 |
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| | | | | 初学者怎样去学习和研发开关电源,这个话题很有意义。 |
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| | | | | 这种干货,最好搞几个实例分析。这样更能加深心得。更能快速掌握要点。 |
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| | | | | 很好的帖子,虽然帖子时间有点久,内容依旧很适合初学者。 |
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| | | | | 毕业到一家小公司做电源,没有经验,没人带,很痛苦,希望可以入门 |
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| | | | | 请问楼主,这个图里面的16.8V是如何得出的,我用一次侧最大电压253V换算到二次侧电压只有13.31V然后乘1.2最后也才15.97V。是我哪里缺了一项吗?
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