| | | | | 对郭大师仰慕已久,能在大师的帖子里占到沙发,运气好到爆棚~ |
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| | | | | | | | | 大师过谦啦 看你的帖子也不是一天二天了o(∩_∩)o |
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| | | | | | | | | | | 电解电容ESR小,则开环传递函数的零点会高一些。之前碰到过这种问题,当时也不懂啥零点,极点这些东西,直接把光耦供电的电阻减小就解决问题了,好像那个板子用的是3843反激。 |
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| | | | | | | | | | | | | 3843一般是用电流型的,而TOP是电压型的,其他留做以后讨论吧。 |
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| | | | | 书上都说用ESR小的电容好,电压纹波小,这下怎么又变成ESR小的不好了? 看来我是只看到一点,没看到全面的 |
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| | | | | | | 这个我也疑问,电容ESR小了,会引起什么问题?不是越小越好? |
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| | | | | | | | | | | 嘿嘿,我现在知道了,esr小了,可能引起环路稳定问题~ |
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| | | | | | | | | 电容ESR小了,它产生的零点会比较远。。。。利用不到 |
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| | | | | | | 我也支持18楼的说法.我们在选择电容时,不是考滤ESR小的吗?完全有点懵啦 |
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| | | | | 一直都没有弄明白。书上都有那么一说。实际中没有发现有太大的区别。 |
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| | | | | 大师用的电容是否为20uF左右,ESR大概是200m ohms。
大胆猜测下。勿说我外行哈 |
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| | | | | | | 470uF的,我查一个厂家的资料是7m欧姆,但我同事告诉我他测试的是4m欧姆。 |
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| | | | | 刚在别的地方看你一片理论分析的,那是你几年前写的,呵呵 现在看实战,快点哦 大师 |
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| | | | | | | 我先抛个问题出来~
问题一、反激变换器,控制端到输出端的直流增益是多少?怎么推导出来的~
来两个图:
1、这个来自PI的应用笔记
2、这个来自开关电源指南:
请各位大师详解~ |
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| | | | | | | | | 第一式,对DC增益关系Vo=(Vin/n)*D/(1-D)求dVo/dD,即得Gvd_dc
第二式,是Gvc_dc,不知如何得出。 |
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| | | | | | | | | | | 大师明鉴~
第二式确实复杂,而且我贴出来的式子,应该也是目前我所知的最原始出处~
但并没有给出推导过程~ |
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| | | | | | | | | | | | | 还有就是这个第二式,困惑我很久了~
请教不少高手,均无定论~
请各位大师,谈谈对这个式子的看法~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这个公式的起源,最初的出处是布朗提出的~
国内好多书籍上,都应用了这个共识~
北方工业大学的张卫平教授,写的一本书中,建模和环路补偿,都用的这个表达式~
所以,这个表达式应该是正确的~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那该如何对应上你26楼的第一式/ Vramp (CCM),和45楼(DCM) 呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个式子,是连续模式下的反激变换器,不是DCM下~
对于这个式子,我推导不出来,但也不质疑~
布朗作为一个很严谨的作者,张卫平也是一位令人尊敬的教授,
他们都引用了这个式子,我不怀疑它的正确性,但就是推不出来~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我问的是,(Vin/n/Vramp)/(1-D)^2 是电压模式CCM的Gvc_dc,见于很多文献,
如果Brown的 (Vin-Vo)^2/Vin*Vramp 又是对的话,应该可以推导出上式,可是推不出,难道上式是错的?
如果Vin=Vo,Brown的式子变成零,可能吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵~
这个问题,我也想过,但我依然质疑不了~
要不然我发封邮件过去,问问他~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 《开关变换器建模与控制》这本书里面~
大师您有这本书吗?要是没有的话,我把电子版穿上来~
具体多少页我忘记了,书在办公室~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我不是大师啦。书我有,谢谢了,现有点懒,有时间我翻翻看。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在我心目中,本论坛能称为大师的不多~
大师的名号,在您身上,当之无愧~
绝无奉承之意,我想我的观点,大部分人都赞同~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是上次管理傳上來那本書,不完整的。。期待完整版。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1 CRC校验错误,压缩卷被破坏 开关变换器的建模与控制.pdf D:\开关变换器的建模与控制.part1.rar
2 压缩文件格式未知或者数据已经损坏 D:\开关变换器的建模与控制.part2.rar
3 数据错误,文件被破坏 D:\开关变换器的建模与控制.part2.rar
无法解压 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是在书的131页引用的,我记错了,这个是DCM下的公式,就更加奇怪了~
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 张卫平的书在哪一页?另外你分母里面的Ve是指什么? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 分母里的Ve,应该为PWM比较器的三角波的峰谷值~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Brown的这个式子,跟CCM Buck-Boost的很像: (Vin-Vo)^2/Vin (先不理会Vramp),Vo为负值,
本来Buck-Boost的适当地乘上匝比,便成Flyback的了,不知Brown是不是把匝比放错/放漏了地方?
个人觉得匝比n=Np/Ns应该是将Vin,scale 成Vin/n,这样式子变成我们熟悉的(Vin+n*Vo)^2/n, (Vo 为正值) 。 |
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| | | | | | | | | 第一式, 附件資料應可幫上忙..(算式有點複雜..) |
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| | | | | | | | | | | | | Greendot 大师不妨看看我在下面提的第二个问题~ |
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| | | | | | | | | 还有一种增益这么求的,都是别的地方搬过来的,
EA输出到V0输出的直流增益
假设效率为0.8,则P 0=0.8*1/2* L P *I P2*F=V 02/R 0
因为I P=V dc*Ton/L P
所以P 0=0.8*Lp*( V dc*Ton/L P) 2/2T= V 02/R 0
PWM调制器将误差放大器的输出Vea和一个0-3V的三角波进行比较,产生矩形脉冲。Vea/3=Ton/T,即Ton=Vea*T/3
带入上式得:P 0=0.8*Lp*( V dc/L P) 2*( Vea*T/3) 2/2T= V 02/R 0
V 0=V dc*V ea*(0.4R 0*T/L p) 1/2/3
所以反激DCM模式PWM调制器的直流增益为△V0/△Vea= V dc*(0.4R 0*T/L p) 1/2/3
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| | | | | | | | | | | 我试过几种方法,结果不一样,大家讨论一下,应该怎么求,因为用不同的方法求得的结果不一样! |
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| | | | | | | | | | | 不过这一种看起来只适合于电压型,还是与几伏的三角波比较的 |
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| | | | | | | | | | | 这是开关电源设计中 不连续模式反激的推导,很简单~
我提的那个问题,是连续模式下的反激~ |
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| | | | | | | | | | | 这里的右半平面应该怎么考虑呢?我怎么把这个传函展开,用MATLAB画BODE图的时候,发现就不发散了 |
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| | | | | | | | | | | | | 右半平面零点就是那个Z2,一般反激电源里面其值非常高,而带宽因为有其他因素影响一般不高,大概3K以下,所以不用考虑右半平面零点。
MATLAB我不会用,所以回答不了你最后的问题。 |
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| | | | | | | | | | | | | 这个传函,是开环传递函数~
开环存在右半平面零点,不代表闭环存在右半平面极点~
用matlab里的rlocus可以清晰看到这一点~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 来看看这个推导:
系统开环增益G(s), 单位负反馈。且令G(s)=N(s) / M(s)
系统闭环传递函数C(s) = G(s) / (1+ G(s))= N(s) / (N(s) + M(s) )
也就是说:开环传递函数的零点, 也就是闭环传递函数的零点。
开环存在右半平面零点,不代表闭环存在右半平面零点~
对兄这话不解中。。。,请帮助释疑,谢。 |
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| | | | | 电容的ESR太小了,零极点的位置不是很好放,我曾经遇到过类似的问题,很是郁闷。可以考虑加一点假负载,或者用楼上朋友的意见,再用个电解并联在固态电解上,这样类似带了一个容性负载,这样会好一些。 |
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| | | | | | | | | 据说电解电容的ESR和C的乘积是固定的,那么它们产生的零点频率位置也是固定的。 |
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| | | | | | | | | | | 就是一本老外的书,那么说的,是固定值。计算的频率是2.45K。
但是大家都说和工作状态有关,还说不同的电容都不一样的 |
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| | | | | | | | | | | | | 这一晃都九年了,您说的那个固定值,我没记错的话应该乘积是65uF*Ohm,这个是对铝电解电容的,其实后面我也发现实际都比这个值要小,固态电解就更小了,上面郭总测的那个乘积值都不到上面那个值的十分之一。 |
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| | | | | | | | | | | 这个肯定不对,高频电容和低频电容的容量可能一样,但明显ESR不同,因为他们的名字的意义就决定了不同的ESR。所以零点频率是不一样的。
不同的厂家其零点是不同的,但同为高频电容,一般厂家的水平是差不多的。 |
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| | | | | 搬个凳子来听课,这两天看环路补偿,看到傅立叶变换和拉普拉斯变换,晕得一蹋糊涂,忘记当初考试都是怎么考过的了。。。 = = |
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| | | | | 呵呵,好多概念都是看cmg大师的帖子明晰的,看大师这个帖子,应该用三型运放补偿来设计吧,猜的,还得等cmg大师分析哈 |
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| | | | | | | 再抛个问题二~
问题二:峰值电流控制的变换器,如何实现了变换器传函的降阶?峰值电流模式一般都需要加斜坡补偿,以避免环路的次谐波震荡,我知道补偿力度大了,会将控制模式由电流型转为电压型,在不改变控制模式的前提下,斜坡补偿斜率与变换器中电流纹波的脉动斜率,不同的比值,会有什么影响?
以上两个问题,烦请各位大师不吝赐教~ |
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| | | | | | | | | | | 最近在做一款反激的电源,在输出使用了以点固态的电容,环路测试一直有问题,正烦恼着呢。 |
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| | | | | | | | | 这个说起来有点复杂,另外时间久了有很多东西看过的也忘掉了,只记住结论,不过这对实际应用来说足够了,我给你一些资料自己看可以吗? |
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| | | | | | | 期待CMG大师,实际线路结合理论讲解。
针对ESR变小引起的环路振荡 ,确是常见又难解。 |
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| | | | | | | 由于TOP是个集成器件,可能大家不熟悉内部影响分析,现在把内部的零极点列出来,这样就便于分析了。
这样内部有一个零点,两个极点,并且零极点的位置比较接近,一定范围内可认为对消,这样就只有一个7K的极点了。其他都是常规的外围电路了。 |
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| | | | | | | | | 看过这个资料,外面都是47uF,电阻有的5偶。有的6.8偶,这个是8.8偶。我想知道这个电容和电阻的值是怎么得出来的,典型用法上都这么接,请指点,谢谢 |
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| | | | | | | | | | | 电阻一般是6.8欧姆,47uF电容假设内阻2欧姆,得出8.8欧姆,电阻值稍微差一点问题不大。 |
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| | | | | | | | | | | | | 那个电容怎么都要用47的,很纳闷了,是这个芯片的特殊性?
看别的芯片好像没这么接的 |
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TOP是电压控制方式的IC,电压控制方式在电流连续方式的小信号传递函数如上。 |
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| | | | | | | | | 这个7K极点是否是引起改成钽电容后的8K振荡?
大师又是如何处理的?
期待啊! |
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| | | | | | | | | 请问大师:为什么我查看的TOP芯片资料的DCreg为-23呢?
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| | | | | | | 大师好像还没写出输入范围,还有8k振荡是否为某段电压范围还是全范围。变压器匝比原副边55:9? 请释疑 |
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| | | | | | | | | | | 对的,存在一个零点Fz=1/(2*pi*(R12+R17))
增大R17,有利于降低零点频率,提高带宽~
阿伦你说增大R17,说说你是怎样的一个心理路程~ |
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| | | | | | | | | | | | | R17应该和环路的增益有关系,但是不产生零点,只和跨接电容形成了零频率的极点。减小R17减小了增益,使bode图中的整体曲线下移。个人愚见,请斧正。
另外芯片的C管脚内部接电路有一电阻,和外部电容形成了极点? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 那我就冒昧斧正~
1、R17+R12 会和电容C9形成一个零点,可以推导看看~
2、假使它形成的是零频极点,减小R17,也只会增大增益,不会减小增益。(当然,这个假设不成立)
请兄指点~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢斧正,第二条我同意,哈笔误(不严谨没自己审查),第一条个人认为应该是 放大器输出=Vout/R17*(1/S*C7+R12) 当然这里说的是小信号公式,不知对否。DX请继续斧正。 |
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| | | | | | | | | | | | | 楼上两位,按说我加大C9效果应该是一样的,但实际C9加大到1uF都没有作用。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | Vout/R17*(1/S*C9+R12),零点位置800HZ,还一个0频率处极点,是不是可以认为大大于800HZ以后,放大倍数被钳住在R12/R17。增大C9,零点频率更小,而我们的振荡点在7k左右。请大师斧正。 |
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| | | | | | | | | 增加的零点,不过感觉频率高了,应该和R17、C19、R12的零点频率相同才有效果 |
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| | | | | | | | | | | 刚发出,就忽然明白了。
平时通常是并联在R17 的两端,这回穿了个马甲 就不认得了,呵呵 |
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| | | | | | | | | | | 兄弟,能否请你把Vo/Ic=Kmod*Vo/d的公式写一下(上面那个代表下信号变量的符号打不上),现在跑客户多有些软件已经不会用了。另外我想请你推导一下上面的Vo/d公式有没有错误。 |
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| | | | | | | | | | | | | 不知道您要推导那个电路的,现在的,还是原来能用的那个图的,先偷个懒,传一份您写的推导哈
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| | | | | | | | | | | | | 我想把55和62楼的连起来,这样除了反馈部分外控制部分和功率部分的就都有了,也便于做仿真。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 110VAC时整流电压考虑到纹波取Vin=130V; Np=55T, Ns=5T;反射电压(55/5)*5.5=60.5V;D=60.5/(130+60.5)=0.32。Ls=6.28uH,C=470*2=840uF, Rc=4×44/(4+44)=3.6m欧姆,当然这个算法有点小问题,就是后面的电容和前面的电容之间有个小电感,不过应该影响不大。
这样所有的量都有了或者可以计算了,请nansir仿真一下此电路的开环增益相位特性。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我觉得,反激变换器的开环增益,低压重载和高压轻载,是两种极端~
仅仅考虑低压重载下的增益,并无法保证高压轻载下环路会稳定~
退一步讲,高压轻载下,更容易震荡~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 但实际不是这样,高压轻载和低压轻载都是稳定的,因为此时不是CCM,是DCM,DCM状态不存在二阶谐振,很容易稳定。不管是高压还是低压,只要推出CCM就是稳定的,当然高压时更容易在负载比较大时就推出CCM。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那我就怀疑这个电源变压器设计的有问题,
已经是重载了,Q值还那么高,环路很容易震荡~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我想这正是振荡的原因吧,Q值大,在谐振点增益高,而相位变化剧烈,所以才有问题,把固态电容换成1000uF的电解没有任何问题。所以我想通过计算或仿真的方式来发现这个问题,这样理论和实际就可以结合了。
Ls是根据初级电感量和匝比计算的,这个没有问题,而Q值是根据这个资料得来的,是值得商榷得地方。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 二阶谐振的频率点:高压时10.8K,低压时8.8K,虽然跟测试的不一样,但也说明了低压低,高压高的特点。
不一样的原因可能是增益为1相位180度的点并不是在谐振点,而是在它前面,毕竟Q值很高时相位变化很快。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是我算的Vin=130V开环传递函数,matlab我用的也比较初级,传函只会用bode(num,den)画伯德图,应该还有更方便的方法,那位兄弟给检查一下我计算的是否有问题,顺便把bode仿了,哈哈
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵~只要你算的没问题,对这个传递函数分析的过程,我来协助你~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 开环bode图,可以看出,在穿越频率处,相频曲线穿越-180度线,系统不稳定~
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最后来张阶跃响应曲线,可以看到系统最终发散,即不稳定~
我是按照你给的结果来计算的,只要你结果正确,那么我给的三个图就问题不大~
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 先不管其他的,如果直接把Q值降为0.5,看一下波特图。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Q值降低,就是负载加重呗~
bode图如下,依然不稳定~
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的本意是其他都不变,包括负载,只是改变公式里面的Q值为0.5 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我就是按照nansir提供的公式,带入数值计算的,
另外,我很奇怪,其他都不变,负载也不变,Q值怎么会变? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 相当于做个试验,其实我一直怀疑功率部分增益公式的准确性。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在matlab语句里面,加个for循环,可以实现Q值变动下的伯德图绘制~
但我觉得,这个系统很难稳定~
从它的根轨迹可以看出,它的右半平面零点过大,远离虚轴,应该是由于次级滤波电感Lsec过小造成的。
我在前面就质疑过这个变压器设计得有点问题,
重载情况下,Q值还那么高,这有点不太合适~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1。前面计算的Q值这么高,只是理想的,如果加入L和C的ESR 各40mΩ,Q只有1.5左右。
2。111楼 nansir 的式子分母里,应该是5.5*10^-6,不过不再重要了。
3。107楼cmg算出的频率,是角频吧。
4。如果Q= 0.5,126楼的幅频曲线理应没有尖峰才对 ?? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 终于看到大师出手了,其实说来惭愧,我以前写那篇TOP控制环路的文章时把我有的关于环路的东西通读了一遍,包括unitrode所有关于环路的文章,fundamentals那本书,线性代数,经典控制理论等等,但几年过去几乎都忘光了。能记住的只有几个结论。
关于Q值的推算在那篇文章里假设了一个比较低的值,但上面的公式里面没有体现ESR,电感电阻的影响,所以怀疑公式有问题,当时还想写篇文章讨论Q值,后来由于太过复杂就算了。其实Q值的推算还应该包括次级绕组的交流损耗等效的电阻,整流管的交流阻抗,我记得当时的推算还与初级MOSFET的内阻有关,还有磁芯的一半损耗,最后推算出来一般的反击电压型控制Q值在0.3左右,也就是不会有尖峰的。但此电源换用固态电容后由于ESR很小,肯定会使Q值升高,电容零点高移产生环路不稳的问题。
恳请大师重新推导一下反击电压型的小型号模型,不要省略东西,因为省略的东西对Q值非常重要。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看到cmg、 greendot两位大师的严谨真让人钦佩,非常同意cmg大师说的需要专题讨论一下Q值的问题,真的是非常重要的一个概念 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,nansir大侠在111楼的式子,把0.55改为5,5的话,再把Q值降为0.5,系统稳定了~
我也在奇怪呢,Q值降为0.5,就是过阻尼系统,近似两个惯性环节串联,按理说,应该没有谐振峰值的~
这回把修正后的参数,重新画个bode图,系统是稳定的了~
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Q值为0.5的话,系统阻尼非常大,就不会有尖峰了~
期待greendot大师谈谈Q值问题~ |
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| | | | | | | 不好意思误导了大家,原来放的原理图是修改后可以的原理图,现在的原理图是未修改前的原理图。 |
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| | | | | | | | | 咋把OK 的原理图删除了呢?CMG斑竹不如将两个原理图摆在一起(注名:OK 的,NG的),
大家看看有什么不同,给出各自的意见,岂不是更好。 |
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| | | | | | | | | | | 现在的原理图是NG的,本来想给大家留点悬念,不小心把最后改过的原理图放上来了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 哈哈,仿呼记得原来的图上面有一RC做相位提升的吧,针对L3的滞后。 |
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| | | | | | | 振荡时的输出电压纹波。
高压输入时的输出纹波频率是9K左右。
低压时6.6K左右,但幅值明显大一些。 |
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| | | | | | | | | 大师,冒昧的问一下,您的输入范围是多少啊,我仔细看了整个帖子没找到,不知是否我眼瘸哈。
8到12吗? |
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| | | | | | | | | 我想请nansir通过仿真看能否发现高低压时的频率不一样,幅值不一样。 |
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| | | | | | | | | 是否高压时穿越频率正好9K,低压时6.6K,这时候相位余量刚好等于零了? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 可以认为在这个频率点,
环路开环增益满足了 开环增益=1,相位滞后360度这个条件~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 哦 那测试出这个频率对指导设计有什么帮助呢
请张兄解疑 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个就可以认为是调整后环路的截止频率了啊~
变换器的开环模型已经建立,补偿放大器的传递函数也可以计算出来,
总的开环增益就可以绘制出来,
系统在这个频率点震荡了,那就想办法调整呗~
该降低增益的降低增益,该加零点的地方加零点~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 该降低增益的降低增益,该加零点的地方加零点~
实际就是改善这个频率点的相位裕量。。。。
增加相位裕量可采用两种方法:(说错了,请张兄纠正)
1. 降低开环增益
2.增加零点。
但是,这两种方法同时也改变了截止频率的位置。真是触一发而动全身。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那样的话,高频段幅值下降的慢,不利于高频纹波的衰减 |
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| | | | | 回cmg 的149楼。
如果单就Q的估算,不知下图可用否?
其实可以再简化,如分子 =Ro,分母 = Le+Co*Ro*(Rc+R2)
如果 (Rc,Rd,Rsec) = (40,20,20 mΩ) ,Q =1.657
如果 (Rc,Rd,Rsec) = ( 4,20,20 mΩ) ,Q =3.286 |
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| | | | | | | 请问大师,此结果如何得出?
只给出结果,而没有推理过程,我想大部分人看不明白~ |
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| | | | | | | | | 我想大师的结果来自于fundamentles of power electronics这本书,这本书我通读过两遍,虽然大部分东西都记不清楚了,但那个图和电阻的等效还依稀记得。这也是我给大家极力推荐的一本书。 当然建议有相当基础的人才去读,否则浪费金钱,书太贵了。 |
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| | | | | | | 有点像了,但你推得最后结果和我当年的差很远,我接的我的结果是0.3左右,不超过0.7,当有R1,R2,Rc之后谐振的阻尼主体转到了串联电阻。Rsec的值太小了,它应该包括次级绕组的交流、直流损耗折算的电阻,也应该包括磁芯一半的损耗,这一切都是在这个谐振周期里面发生的,理论上是说的通的,当然这是我的观点,而不是书上或者其他专家的观点,这样得出的结果才是实际测试的结果基本相符。 |
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| | | | | | | 从大师给出的公式来看像是通过并联谐振等效电路来算的,不过等效的电容C,等效电感怎么算的?而且用w0来代替等效后的谐振角频率还是不太实用 |
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| | | | | | | | | 大师的计算可以不用管它,就用Vo/Vi计算,也就是算阻抗比就可以了,虽然公式稍微复杂一点,但可以做一些合理的简化,由于R一般远大于R1,R2,所以有R+R1或者R2的地方就用R代替。兄弟推导一下吧。 |
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| | | | | | | 上面各位老师跟我开玩笑了,我不是什么大师,我也是来跟大家学习的。
1。等效参数的问题。根据Buck-Boost模型的分析,电感L和跟它相关的电阻R都可以经过一个(1-D): 1的变压器映射到输出端,数值为原值除以(1-D)^2,拓扑为Flyback时,需再除以匝比n^2。有些电阻只在占空比D时通过电流,有些则在(1-D)时,所以分别乘以D或(1-D)平均之。
2。例子里的寄生参数,是随意的,真实的数值,请cmg大师提供并按之算一下,R1也未必可以忽略。
3。关于Core loss 等效电阻Rcl,因为在这里比较大,忽略了影响很微。磁损我估算不到0.2W (希望没错),以输入Vin=130Vdc(110Vac),D=0.32 来算,Rcl=130^2*0.32/0.2 = 27kΩ,反射到输出端约500Ω,并联在Le上,比Le的阻抗(=0.2Ω)大的多了。 |
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| | | | | | | | | | | | | Good, 下周出差在外,等下下周我把测试结果放上来,看一下大师的分析如何。另外今天在用户处看到470uF/16V固态电容的ESR为6m欧姆。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 之前有系数错了,现已更新。ESR分别改为200mΩ和6mΩ。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 最近在看反激小信号方面的东西,重看此贴受益匪浅,
请问大师155楼的模型,出处是在哪里呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 张兄看完小信号分析,有时间把反激的模型传函推导一下 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 反激变换器,常用峰值电流控制模式,属于双环控制模式,小信号模型没有统一的模式,大都是近似~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是你说的开关电源是“强病态”的,呵呵
见过不少模型,不少说法,但是对里面的推导还真是不会 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是基於Vorperian的PWM Switch Model 的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是Averaged Switch Model,老张老徐的书可能也有讲,看看下面这个有用不 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢大师~
看内容,应该也是基于平均状态空间方法建模的~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 应该跟SSA方法是有分别的。
实际上155楼的是大信号模型。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 155楼是大信号模型?
但就我看来,品质因数Q的数值,在小信号模型中一样适用~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵,不好意思,没翻看155楼的,一直以为是问163楼的模型。
155楼的,是基于大信号模型入手的,相信各种模型下,应该都可以得到同样结果。 |
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| | | | | 郭大師講課沒有不來的道理,環路分析一直是我最頭痛的問題。這回俺扛個板凳來聽您解迷津了。 |
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| | | | | | | 做个记号,以前也是发现换电解和钽电容有很大差别,不知道怎么回事 |
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| | | | | 大师,在下来晚了,最近我在做由UC2845控制的双管正激主电路,一直为电流型的传递函数伤透脑筋,不知道大师对此拓扑有何高见,谢谢指点啊 |
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| | | | | 反激式变压器,输出30V,用15V和5V稳压二极管分压,得到+15V和-5V两种电压,结果15V稳压二极管发热,求指教 |
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| | | | | 扫了一遍楼,郭大师最后的解决方案没有写出来吗?还是我漏了某些层? |
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| | | | | 大师,个人感觉LLC的设计步骤(郭春明)里面有页ZVS的另一个限制条件不对,为什么要保证im>ip,这样不是工作在低于谐振点情况下么?要是工作在高于谐振点情况下,不是应该ip>im么?请问im>ip的限制条件是如何来的? |
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| | | | | 我看到还有很多人要找我问问题或讨论问题,但现在已经不再搞这块了,所以大概的方法概念还知道,具体到某个参数是怎么设计的,对还是不对,已经没精力去深究了,长江后浪推前浪,希望年轻人抱着对电源献身的精神继续研究。我会提供力所能及的支持。 |
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