| | | | | 第一部分: 深入拓扑
基本的拓扑包括BUCK BOOST BUCK-BOOST,这三种基本的拓扑单元经过各种自由组合,能衍生变换出更多的复合拓扑结构,如cuk, sepic, zeta, 桥式, 双向变换器等。 先讲一个很经典电感充\放电问题:这个是我们理解拓扑的基础:如下二张图清晰地描述了电感充放电的情况,注意:反向的电动势E是很大很大的!
综上可知:能量是守恒的,虽然理想的电感中不存在能量消耗,但是实际中由于存在寄生阻抗,所以电感电流不能无限上升,而反向电动势的存在,迫使我们得选择一种方式将其控制下来,不然过高的电压会损坏其他相关元件。当然在一些特殊的电路场合,我们还会需要用到这个反向感应电动势,如手机/相机时的闪光灯电路,或是老式的电感镇流器的启动时的电路。关于这个反向电势动势的危害,大家可以自行脑补如下继电器线圈保护二极管(即红色的那个):
补充: 类似的电容,电容充放电的与电感充放电一样,有对偶性。大家熟悉的,当一个电容充满电的时候,如果瞬间将二端短接,会产生很大的短路电流。平常最常见的一个例子即为:我们有时用镊子去放掉电解电容上的电,会看到有火花出现,这个过程即表明电容上残留的能量是通过ESR及接触阻抗以热的形式释放了出来。
何为拓扑以及如何构建一个拓扑 三个方向:利用并控制住产生的感应电压大小,并为其提供一个流通回路,同时将能量转移到输出(一般是电容)上面。 下面二个图即完整的介绍了BUCK-BOOST拓扑的构建方式:
对于一个BUCK-BOOST而言,一旦建立了其拓扑结构后,我们就可以分析其从启动到稳态的整个状态过程,下图是BUCK-BOOST电路启动到稳定过程的电感电流波形。
可以看到因为输入输出的峰值电流很大,故在同等功率条件下,buck-boost的效率最最低的!
到此为止,从不同的角度、PPT讲解方式上,对拓扑的定义以及拓扑的完整性做了个一个交待! 本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 13:36 编辑
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| | | | | | | 请教下,关于电流,有时是说其平均值,有时是说其有效值
二者的区别及不同场合的正确称谓?
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| | | | | | | 说实话 地平面分割被破坏那个图,看着太抽像,没看出是怎么破坏的.
电容那个我个人觉得0.1uf是看别人都这么做,而形成的习惯值.
看下面这两张图表,
1uf的等效电感仅为0.8nh
而左边100nf为0.53nh,这并没有低多少.
至于低ESL 看起来低于0.15nh 这似乎有点奇怪.
贴片电容的等效电阻主要是由其外形决定的.
作为参考1cm导线电感已经达到8-10nh.对于0805的外形显然也接近这点.
由于测试夹具(测试夹具奇贵无比)是对贴片元件的"顶级连接"并且消除自身误差得到的数据.
实际电路通常不会优于这些连接.换句话说,连接电容的走线只要有那么几mm长,其等效电感已经没电容什么事.
而谐振频率并不是说明,超过这频率之後电容失效不能滤波,祗不过等效电感限制了这一能力.
但比起走线电感...除非走线能小于那么1-2mm否则还谈不上电容的限制.
而相比100nf , 1uf显然提供更好的滤波能力,那怕超过谐振频率,其等效阻抗仍然比100nf好,图表也显现了这点.
以上纯属个人意见...
本帖最后由 lixz 于 2016-5-14 19:04 编辑
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| | | | | | | | | To Lixz:
地平面分割被破坏那个图,看着太抽像,没看出是怎么破坏的. ---- 就是地平线上存在其他线,而不是单纯的地平面,这样高频信号的路径就反而不是最优了。
同意你对0.1UF电容的理解,MLCC与尺寸关系很大,寄生ESL ESR不同厂家或是不同尺寸都差异比较明显。所以只有在同一个厂商的同一系列下比较,才能突出其自谐振频率的不同。(这里还没有考虑实际电容的容差)
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| | | | | 第三部分: 变换器的效率, 这一节主讲效率提升,以及效率的分配,在哪些元器件上效率值得优化,以及效率的曲线,比如说你怎么做效率都这么高,因为它受限于基本规律,因为它的效率就有这么多。即任何变换器都存在一个固有的效率点损失。
效率主要由导通损耗和开关损耗组成的,可以又细分一下,哪些是和负载有关的,比如说你负载变化效率跟着变化的,哪些是跟负载无关的。 首先我们看导通损耗,RdS这边来看是很大的一部分。然后是电感跟变压器的阻抗,再加上输入电容的ESR、等价电阻。还有另外一部分是静态电流,这里对静态电流有严苛的要求,所以静态电流占了当中很大一部分。 对开关损耗大家很熟知,第一个还是电流跟电感、电压之间的交叉面积,决定着整个开关损耗,我们可以通过快开或者快关来做,但这些都会有其他的问题。第二个问题是驱动损耗,驱动损耗是固有存在的,因为已经给了一个驱动电压在里面,它的驱动是一直存在的,它会不停给驱动,目前很多IC在轻载的时候都有跳频功能,称之为间隙工作模式或是burst mode。还有第三个是AC的损耗我们叫做交流损耗,这一块实际上比较复杂,但是另外一个原因,为什么要考虑这一块?因为现在很多变换器特别是谐振变换器轻载的时候,损耗反而是最差的情况。为什么开关损耗取决于频率?以及交流时间?你要减少时间里就要减少开关速度,但是开关速度又对EMI有很大影响,总体来讲效率和EMI是一个很矛盾的点。
下面分析一个APFC BOOST电路来说明元件优化来提升效率的具体例子。
背景:大功率APFC BOOST电路一般采用CCM工作模式,故续流二极管存在反向恢复的问题。
这里的二极管的耐压一般在500V以上等级(相对于400V输出电压而言),所以一般是快恢复/超快恢复二极管,Vf(一般在0.7-1.1V左右)与输出电压之比1.1/400 = 0.00275) 不到0.3%,所以VF对效率的影响极小。这也意味着我们可以用二个低压的二极管串联使用,以减少反向恢复时间的影响。但是实际中,一个二极管对效率的影响达5-10%,甚至于一个二极管与二个串联二极管相比,效率还要低5-10%,这问题就在于二极管的反向恢复时间问题。所以解决办法有:
1. 采用有源吸收,成本增加,需要电感元件 2. 双晶封装二极管,低压管子有较好的反向恢复特性,但还是要注意二个晶圆不是完全的一致。 3. SiC肖特基二极管,这是最优化方案,基本上‘零’反向恢复。
本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 14:44 编辑
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| | | | | | | | | 资料我们正在等作者确认,应该下周就可以与大家分享!
本帖欢迎大家来提问,我们会邀请 Sanjaya 来与大家作答!
谢谢!
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| | | | | | | 按图中接法来解决环流问题的话,尖峰吸收是不是也要加两个呢?
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解决环流问题
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| | | | | 第六部分 Datasheet阅读
参数规格书,也即大家经常看到的Datasheet,里面有很多东西隐藏在里面,大家仔细读的话会发现有很多有趣的故事在背后,有很多参数是值得玩味的。一般来说,我们看参数规格书,第一页是一个绝对最大值,第二页是典型值,这个典型值很可能工厂是在某一个特定的测试条件得出来的,也许一半是好的,一半是坏的,可能在某一段时间生产这一批可以,那一批不可以。所以说,典型值是一个特定条件下的测试结果。所以你其实看到,他后面都会标一句话,“所有参数都是在这些特定条件下得到的”,这个条款会给很多厂商提供免责的责任,其实它很多的条件是受限制的。 我们经常看到一个问题,我们元器件失效了,送到原厂分析,返回来报告都是你应用错了,绝对不是元器件本身错了。他会说你应用超规格了,但是你超的是典型规格,而实际上这个典型值已经不是你需要的东西了。所以说最好的情况下,我们希望25度或者说一定温度条件下,我们不太给一个典型值,如果可能的话,我们尽可能向供应商问更多的消息,比如说对于芯片来说,我们第一个要知道不同温度点,整个温度范围下的整个电流限制,其实这个有很多可以限制。然后你输出信号的大小,这个也受温度影响,以及包括这个模式下它的结构补偿。另外还有它内部,如果是集成芯片,然后内部基准、补偿参数,这些都是受温度影响的。25度的参数,其实基本上不能给你任何信息,换而言之,25度时的参数信息基本上是无效的。我们仔细看每一个值后面都会有一张表,包含着基准还有电流限制,频率变化,都有一个温度从负50度到50度的表,后面会给出很多小图,这些小图才是我们想要的。电流限制的原因我们要知道,因为我们现在成本很低,所以有时候设置的电感都很临界,如果你们考虑到温度系数电感的饱和你算不到的,你如果用典型值你不知道,虽然你可能留余电,但是余电都不会留很大,如果你仔细看,有些元器件,特殊元器件,它的温度范围限变化得很多。所以你要看全温度,因为我们工作环境温度跟25度差的很远。
虽然规格数LM2593,第一行通常数值是48V,但是可以接到60V,但是实际上当电压超过40V的时候你就要做进一步评估了,因为他输入的电感就很容易进入饱和。这里主要说了在一些元器件的选择,得在特定条件下,选那些包括你开机启动,你的占空比的选择,不能选择特别大。你像这里就没有给出最大值和最小值。一般在稳定的时候,我们比他的最大值还要留10%的余量,这样我们才能承受一定的过载能力。因为整个电感误差比较大,10%—20%,所以我们留10%余量,在最大负载情况下还有10%余量,以防止过载,不管在成本还是过程上来说都比较合理。
这里给出了整个设计电源,首先我们知道最大电压,或者最大功耗我们知道的,我们需要多少功率这个我们知道的。在这个基础上我们加10%来做余量,这样可以在防止过载的时候,或者开关机的时候不会保护或者损坏。基于最大的功率,和纹波电流我们设置纹波系数。实际上在装电感电流的波形,再重新核算电流的限制。看看是不是在芯片范围之内,第六步是选择合适的磁芯,以及饱和电流的值,基于得到最大的电流限制。最后一步是选择限制,主要是最大负载,以及热的考量,以及怎么绕。
这里是PI是集成功率,它的余量留的就很大,对PI的系列相信大家也比较熟悉了。但是其实它的意义不太大,我们下面看到底这个东西怎么用,既然有这么大的偏差,这个电流线到底有什么用? 这是前几年PI一直推的芯片TOP252—262系列,大家可以看他的功率等级,不管是低电压、宽电压,输出的都不一样。所以他提供了一个X引脚,X引脚是可变量功率电流的设置,这里实际上是为了限制最大的电流值。这个是整个芯片的峰值电流值,一直我们没有看到温度发生改变之后,这些值会发生什么变化?所有的参数,包括给出的最大的初始电源限制,不仅没有给出全范围温度下的值,只给了一个最小值,乘0.7的系数,但是这个参数也不能保证是真实的测试结果,只是根据这个曲线推演处理的,真正没有在生产线上完全百分之百测,不是一个全测的参数。 本帖最后由 eric.wentx 于 2016-5-14 22:16 编辑
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| | | | | | | 版主你好,如上述表述R=0.4视为最优解的话,那个R=0.4是在最恶劣工作情况下R=0.4 还是在最通常情况下R=0.4?
比如我们通常做的反击 90VAC--264VAC输入 12VDC 1A输出 假如是90VAC输入,输出满载的时候使得R=0.4 那么当输入电压上升的时候系统朝着DCM模式的方向变化R肯定也会变大 到我们通常的输入电压220VAC的时候 有可能R=1了,那么在220VAC常压的时候 意思就不是处在最优解状态?
又比如BUCK的话 90VAC--264VAC输入 12VDC 1A输出 假设在264VAC输入的时候 满载时候 使得R=0.4 那么当输入电压减小的时候 系统朝着深度CCM模式方向变化 R肯定会变小 到我们的常压220VAC输入的时候 有可能R=0.2了,那么在220VAC常压的时候 我们的系统也不处在最优解状态?
所以 想了解下 我们该在什么样的 条件下设置R=0.4 是在常压输入下 还是在最恶劣电压输入下?
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| | | | | | | | | r=0.4 is set at the worst-case input voltage for any topology, in terms of stresses and size of core (energy storage). That is lowest input voltage for Boost and Buck-boost, but highest input for Buck. The most optimal design focuses on these voltage limits in the case of a wire-input converter. Maybe Eric will translate to make this clearer.
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| | | | | | | | | | | Hi Sanjaya, your 'best guess' is good enough...
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| | | | | | | | | 赵工: 0.4是在最恶劣条件下的结果。对于 BUCK, 最恶劣条件是输入最时时,而BOOST/BUCK-BOOST,最恶劣条件是输入电压最低。
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| | | | | | | | | | | 小弟明白了,先前的时候对于这个纹波率有各种各样的取值,这次通过大师级的培训想来整个电源界,对R=0.4想来是没有任何异议了,先前的0.6 0.8 的都有,sanJAYA大师说明了R=0.4的才是最优解.那这么说来以前很多人做的电源都不是在最优解中?
本帖最后由 赵日天 于 2016-5-20 11:31 编辑
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| | | | | | | | | | | | | 赵工:r的取值我还是觉得sanjaya做了分析的,3楼的那个r与磁芯的曲线的确是个指导性的图。
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| | | | | | | | | | | | | r=0.4 is a compromize...between stresses and core size. So if you want to decrease core size, but are prepared for higher current stresses, you can certainly increase "r" and maybe even go to BCM. In Nov 2009, a fully 9 years after I first proposed the concept of current ripple ratio, Dr Ray Ridley examined all industry recommendations in Power Systems Design Europe (Novemeber 2009). Though you can no longer find that easily on the web, it is actually still available here: bbs-static-2.21dianyuan.com/download.php?id=65006 . You can see that he agreed by recommendation of r=0.4 was the best. I had initially proposed r=0.3 and many people still use that, but call it by different names such as Inductor Currenr Ratio (LIR), as here: powerelectronics.com/mag/606PET25.pdf. They basically set r=0.3. Rictek uses the same factor but calls is "Y": http://www.richtek.com/assets/AppNote/AN009_EN/AN009.pdf. Another author calls it dIr but wrongly sets is at 0.1 and lands up with an inductor 4 times larger than optimum. See http://www.amazon.com/gp/custome ... mp;ASIN=0071508589. The important thing to keep in mind is that all these "new" definitions came after my initial proposal of the concept in 2000. Yes, indeed, I think I invented the term historically, and I recognized the importance of that in converter design. Power Intehrations uses something similar called KRP before I came up with "r", and that is the ratio of the AC component to the peak value (not average value as for r). Inmy book: design and optimization second edition, I have shown how complicated and non-intuitive the equations become in terms of KRP, as compared to "r". But Power Inegrations too in effect recommend r of about 0.4, based on a recommended KRP of about 0.6....the final recommendation of core size and inductance is stilll almost the same. However, based on my subsequent app note AN-1246 (application-notes.digchip.com/006/6-9641.pdf), I extended the concept to all topologies, which had never been done before. For example, the KRP recommendation of Power Integrations was only for Flyback topology. No one had yet created a simple concept for all topologies, all frequencies, all applications, such as "set r=0.4" (roughly). That's what I did in 2000 and in the two years later.
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| | | | | | | | | | | | | | | thanks for your detailed answer .
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| | | | | | | 文工,您好!你所讲的datasheet 的确是隐藏很多知识点,但是普通工程师,甚至英文不好的工程师,也甚至做了10年的工程师,也未必能够看到datasheet上的关键参数和有用的参数以及背后的隐藏知识,这也就是为何有些厉害的电源厂,会做出器件,比如mosfet, diode的 load curve 最终让供应商,这里当然指的就是原始制造商来做器件的最终应用确认,有其理由的!!!
4月份,聆听了sanjaya的深圳演讲,你翻译的很精彩,很独到,知识点很细节化!
你的专业风采,值得业内人士/工程师拜读!
thanks for your hard-working and commitement !
best regards
jack.xiang
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| | | | | 这个活动好呀,对于相同的知识,看看不同的人是如何解读的,说不定对自己以往的认知又会提高不少。
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| | | | | 没去现场,在世纪电源网下载了,学习 非常受用!!!
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| | | | | | | 有点小小的感动,一个老外给我们将电源的原理讲得如此的深入透彻,也感谢世纪电源网,谢谢!
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| | | | | | | 这个课程不错,希望可以尽快见到培训手册.我们现在电源问题比较多,对手机快充电路的分析,寄生参数的学习有待提升.
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精彩的演讲文档不然不可以错过,,,感谢世纪电源网对资料做详细的解说,,,
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