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|  |  | | | | | 波形我附到4楼了，麻烦您看一下，我真是没有办法了... |
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 |  | | | | 变压器加气隙怎么能防止饱和呢？只能会有所轻微改善一下。
看你的现象，应该是变压器饱和了，饱和的时候就会有那种声音
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| | | | | | | 嗯应该是饱和了，我查了一些资料，他们用的都是SG3525或者UC3846之类的逐周期电流检测PWM控制芯片，我不想用这些，因为这些很不灵活，改变频率、占空比、死区时间什么的还要改动硬件电路，而且外围电路很复杂。我上网查不到用DSP/MCU产生推挽波形，如何防止偏磁的方法，我觉得用这些微控制器比较灵活，随时随地改变程序即可。
今天测了一下波形，现象直指偏磁。
下面放一些刚才测试的图：
1、推挽驱动电路+推挽变压器，变压器次级空载时的次级波形图：
可以看到没有偏磁，波形正常。
2、推挽变压器后接高频整流桥再接滤波电容，次级波形图：
整体：
细节：
以上两个图是刚给滤波电容充电的瞬间，消耗的电流比较大，输入直流电源我设置了限流3A左右，直流源电压被拉低。
随着充电的进行，直流源输出电压逐渐升高，但始终到不了设定的12V，我不敢再把限流设置高了，3A已经不小了，毕竟逆变器没接负载。
然后偏磁的时间越来越短，直到似乎消失，如下图：
但是这时候电路还是有短路的地方，直流电源设置的12V/3A，直接飙到3A，电压被拉低到8.8V。
现在空载还不行呢，逆变器后级一加上载就更不行了，给电容都充不进去电，变压器吱吱吱吱响，而且永远达不到“似乎不偏磁”的状态。
驱动频率40kHz（周期25us），死区时间1us
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| | | | | | | 我再说一下的想法和猜测：1、推挽变压器不带载前级电流小所以不易偏磁，电流和磁场强度成正比，电流大了磁场强度就大，看磁滞回线可知，就更容易达到Bmax；
Imax=Bmax*lm/(u*N)
其中lm是平均磁路长度，u是磁导率，N是匝数；
2、根据上面那个公式，我认为变压器不变的情况下，减小匝数能够使通过的电流增大而不饱和
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| | | | | | | | | 你开环的时候，是什么样子，也就是说，断开变压器次级与整流回路看看驱动发波的样子
或者你直接发20%占空比的PWM，先不做环路，看看整个电路是什么样子的波形，一步步来，现在你这样，感觉太乱，以至于，你自己都不好从哪里下手了。
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| | | | | | | | | | | 看明白了，原来你用了一对PWM，目前你的PWM配置出相位交错的PWM应该很难，你互补的话，应该是错的，推挽的PWM是要相位交错，带死区而已。
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| | | | | | | | | | | | | 您说的交错相位是这样吗？
如果是这样，我试了，直接直通了
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| | | | | | | | | | | 两路驱动波形就是这样的：40kHz(12.5us高/12.5us低)，两路互补，带1us死区时间。
您说的相位交错是什么意思？类似于移相全桥吗，就是有同时为高的时候？
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| | | | | | | | | | | | | 我很奇怪，你的EPWM2的一对，怎么能做出相位交错180度的PWM呢？如果用EPWM1和EPWM2的其中一个还有可能呢。
你下面的这个图，没有问题，基本上就是这种了，现在是相位差180度，正常。
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| | | | | | | | | | | | | | | 没错呀，EPWM2A和EPWM2B就是来自28027的一对PWM信号呀，EPWM2A是主通道，2B是辅通道，辅通道在主通道的基础上设置了死区互补。给您看一下DSP这部分的配置函数：
void InitEPwm2()//用于驱动前级推挽
{
//1/XHz=2*TBPRD*(1/60M)=>TBPRD=60M/(2*XHz)
EPwm2Regs.TBPRD = 750;
EPwm2Regs.TBPHS.half.TBPHS = 0x0000;
EPwm2Regs.TBCTR = 0x0000;
EPwm2Regs.TBCTL.bit.CTRMODE = TB_COUNT_UPDOWN;
EPwm2Regs.TBCTL.bit.PHSEN = TB_DISABLE;
EPwm2Regs.TBCTL.bit.HSPCLKDIV = TB_DIV1;
EPwm2Regs.TBCTL.bit.CLKDIV = TB_DIV1;
EPwm2Regs.CMPCTL.bit.SHDWAMODE = CC_SHADOW;
EPwm2Regs.CMPCTL.bit.SHDWBMODE = CC_SHADOW;
EPwm2Regs.CMPCTL.bit.LOADAMODE = CC_CTR_ZERO;
EPwm2Regs.CMPCTL.bit.LOADBMODE = CC_CTR_ZERO;
EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA = 375;
EPwm2Regs.AQCTLA.bit.CAU = AQ_CLEAR;
EPwm2Regs.AQCTLA.bit.CAD = AQ_SET;
EPwm2Regs.DBCTL.bit.OUT_MODE = DB_FULL_ENABLE;
EPwm2Regs.DBCTL.bit.POLSEL = DB_ACTV_LOC;
EPwm2Regs.DBCTL.bit.IN_MODE = DBA_ALL;
EPwm2Regs.DBRED = 60;
EPwm2Regs.DBFED = 60;
EPwm2Regs.ETSEL.bit.INTSEL = ET_CTR_ZERO;
EPwm2Regs.ETSEL.bit.INTEN = 1;
EPwm2Regs.ETPS.bit.INTPRD = ET_1ST;
}
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| | | | | | | | | | | | | | | | | PWM配置不对，无法输出周期对称互补的推挽驱动波形；
让 PWM2A 在 ZERO 置1， CAU 置0；
PWM2B 在 PERIOD 置1， CBD 置0；
DEAD BAND 寄存器不需要用；
更新值的时候，注意CMPB与CMPA互补，即：CMPB = PERIOD - CMPA ；
另外，软启是必需的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您这样说，出来的波形也不对。我之前使用TMS320F28377S进行推挽波形的产生，首先EPWM应该配置成UP-DOWN模式，这样才能配置成合适的推挽驱动波形。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 还差了一点，没有CMPB，附上我的配置程序，来交流一下哇！
EPwm7Regs.CMPA.bit.CMPA = SYSCLK_FREQ / Freq / 100 * Duty - 1; // set duty Duty% initially
EPwm7Regs.CMPB.bit.CMPB = SYSCLK_FREQ / Freq / 100 * (100 - Duty) - 1;
EPwm7Regs.CMPCTL.bit.SHDWAMODE = CC_SHADOW;
EPwm7Regs.CMPCTL.bit.LOADAMODE = CC_CTR_PRD;
// Action Qualifier SubModule Registers
EPwm7Regs.AQCTLA.bit.CAU = AQ_CLEAR;
EPwm7Regs.AQCTLA.bit.CAD = AQ_SET;
EPwm7Regs.AQCTLB.bit.CBU = AQ_SET;
EPwm7Regs.AQCTLB.bit.CBD = AQ_CLEAR;
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| | | | | | | | | | | | | 目前启动的时候，你加了软启动不，这种推挽，如果不加软启动，将会超大电流，拉低你的直流源。
另外你的整流后，高压电容是多大，如果容量大，一样存在拉低直流源。
还有你上面的那种波形，怎么呈现了断续，是什么问题造成，难道是拉低直流源，造成DSP复位，然后又重新开机吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | 您这段话让我受益匪浅。
现在DSP使用的是外接适配器，不存在拉低DSP电源的情况。
整流后采用470uF/450V的电解，我看很多成品逆变器都采用这个值的，应该没问题。
昨天晚上我基本上找到问题的原因了。
原因是：
整流滤波后我采用的是LC滤波，L=10mH（Sendust磁环），C=470uF，3dB截止频率就是73.4Hz，我想把这个直流滤得直一些，所以采用这个如此低截止频率的二阶滤波。
但是，后级接的逆变全桥，相当于Boost里面的功率开关，而那个电感就是Boost电感，直接升压了！
驱动后级全桥的SPWM假设占空比在5%至95%变化，大概可以算一下，理论上最高升压值=高压直流母线电压/(1-Dmax)=350V/0.05=7000V！
考虑一些非理想因素，比如说输出电容ESR、电感DCR还有负载效应之类的，Boost升压比没这么大，但是总归是升压。
这个电压我昨天大概测了一下，峰值>600V，直接就把电解电容击穿失效了。
失效以后，我感觉大概是短路了。
这时候我一直在调前级推挽，电流非常大也止不住，几乎所有电流全部走后级的短路的滤波电容了！
我觉得应该是这个原因，下午我试一下。
如果是这个原因，那么我把电感去掉，但是去掉之后会有电流浪涌，如您所说我再加一个软启动电路，应该就能解决了。
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| | | | | | | | | | | | | | | 此外，我问您一下，逆变器的输入滤波电容怎么选取？我现在暂时选取的3300uF，它的作用就是为了防止推挽的高频往直流源上跑呗？
我找了很久，没有个明确的计算公式。
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| | | | | | | | | | | | | | | 今天基本上调通了，上电瞬间需要给后级滤波电容充电，电流颇大，把VIN拉低，而VIN同时也是推挽驱动芯片的电源，Vgs被拉低，由12V拉低至3-4V，然后MOSFET就工作在了线性区，然后MOSFET上压降就会变大，这样恶性循环，电路不能正常工作。
我现在暂时用的外接电源，但是实际的逆变器不可能有外接电源。我想解决方案有两种：
1、用个Boost电路，即使被拉低到3-4V，也输出12V，这样MOSFET就不会工作在线性区；
2、如您所说，用个软启动电路。
我在网上找的软启动电路都是一般的开关电源，高压小电流，但是逆变器需要低压大电流，大电流的继电器不好找，而且徒增损耗。
若用NTC的话，非冷态又不起作用。
那么适用于逆变器的软启动电路您有相关资料吗？非常感谢！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 是母线电压直接拉低？我有种感觉你的供电电流不够。另外描述建议画个草图。不然感觉你有点乱。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 可软件软起，开机时，PWM出一小占空比信号，慢慢给电容充电。亦可硬件限流解决。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个方法很好，用极小占空比把母线电容充满后再打开占空比，再启动逆变输出。
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| | | | | 楼主，您好，问下您这个是开环的还是闭环的！如果是闭环怎么软件的算法是怎么样的？
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