| | | | | 期待楼主的拓扑结构讲解,让我们这些小白学习一下、。
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| | | | | | | 基本的也就那几种吧。
像颜色,通过三基色混合出来有多少种我也不知道。
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| | | | | | | | | 开关电源里面的“三基色”应该就是BUCK、BOOST、BUCK-BOOST吧
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| | | | | | | | | | | Buck-Boost是Buck和Boost的·联合体·,应该不算是基本色。 |
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| | | | | | | | | | | | | 大师说的没错,有将基本拓扑分为两个的,也有将基本拓扑分为三种的。因此我觉得都可以。
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| | | | | | | | | | | | | | | 对于拓扑的定义来说,我觉得 BUCK-BOOST也算是一种基本的拓扑。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 同意,我基本上也是更多认可将 buck-boost 单独列为一种拓扑。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个看你如何理解,红,绿是基本色,红加绿是黄色,黄色不是基本色。
说是两个或三个都无问题,角度不同而已。
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| | | | | | | 估计错了,其实论坛里高手如云,已有网友指出基本拓扑就那么三种,Buck、Boost、Buck-Boost(Flyback),但也有资料上把基本拓扑分为两种的,不过本人还是比较倾向于分为三种。
先把三种基本拓扑混个脸熟吧,如图,注意二极管、三极管、电感的相对位置,注意Buck-Boost=Flyback
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| | | | | | | | | 原来我听我们导师说,他当时在清华大学听CUK教授说,这三种拓扑就是一个开关每120度分别旋转得到的(具体需要适当的演变下),我们熟知的CUK电路就是这个CUK教授
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| | | | | | | | | | | 对,就是a,p,c 三接点,其一接地,其余两个分别接输入和输出,成3种拓扑。
(a=active switch, p=passive switch, c=coil )
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| | | | | | | | | | | | | 大师归纳得很有道理,三种拓扑分别由三个元件分别接地构成。
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| | | | | | | | | | | | | 《精通开关电源》第二版里讲了个原则:看电感与哪里连接,与电源连接是boost,与输出连接是buck,与地连接是buck-boost。
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| | | | | | | | | | | 这个观点很新颖,只是本人水平有限还不能理解如何旋转,如有心得还望多分享。
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| | | | | | | | | Buck-Boost=Flyback??
Flyback是Buck-Boost衍生出来的,不算基本的啦
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| | | | | | | | | | | 您说的没错,Flyback是Buck-Boost衍生出来的。
Wiki上是这么解释的:
The buck–boost converter is a type of DC-to-DC converter that has an output voltage magnitude that is either greater than or less than the input voltage magnitude. It is equivalent to a flyback converter using a single inductor instead of a transformer.Two different topologies are called buck–boost converter.
也就是说他们实际是等同的,但是作为专门谈拓扑还是用Buck-Boost 一词比较好。
上面图已改,将flyback改为了Buck-Boost。多谢指导。
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| | | | | 为何采用开关电源?
答案很简单,效率高损耗小。效率高必定损耗小,或损耗小必定效率高,因此说“效率高损耗小”一半是废话。
我们从最简单的线性稳压电源说起,如图:
Vin = 输入电压
Vout = 输出电压
Rs = 可调串联电阻
Is = 分流电路
RL 负载
假设我们保持Rs不变,于是为了保持输出电压不变则Is需不断调整,负载重则Is减小,负载轻则Is加大,没有负载时Is最大,所有损耗都在Rs上,这是很常见的我们称为 并联型稳压电路。
如果换一种思路,去掉Is分流电路,由Rs根据负载变化不断调整阻值以保持输出不变,这就构成了 串联型稳压电源。广泛使用的三端稳压器就属于串联型稳压电源。
在串联型稳压电源电路中,如果Rs为零则损耗为零,如果Rs为无穷大则损耗同样为零,开关电源的思路由此产生,于是人们想到用半导体器件代替Rs并且工作于开关状态通过输出端增加电感电容滤波来保持输出不变,由此开关电源诞生了。
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| | | | | | | | | 主要应该也是为了照顾像我们小白,所以语言就多了些,细了些,这样我们也更容易理解了些!!!
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| | | | | | | | | | | 知音啊,如果采用教科书式的语言那读起来必定索然无味,还不如直接看资料啦。既然发的是帖子那么说“白话文”是必须滴。而且每一段不能太长,否则直接会被忽略。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 的确。线性电源没有包含整流部分。
一直做AC-DC的直流电源,用线性稳压的,把它看成一体了
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| | | | | | | | | 这个也要分吧?频率高到一定程度开关损耗不见得比导通损耗小,何来频率高损耗小一说?
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| | | | | | | | | | | 开关电源相比线性电源频率高,损耗小,没有说它是因果关系。
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | | | | | 这话更有些绝对了,不见的开关电源就比线性电源损耗小
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| | | | | | | | | | | | | | | 版主说得对,开关电源不一定比线性电源效率高。比如3.3V转3V/1A,弄个低压差稳压器损耗仅【(3.3-3)*1】=0.3W,开关电源的损耗做不到这么小。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 也对,凡事都没有绝对吧。 3.3V转3V我都直接用了。
有个问题请教一下,如果要5V转5V的电源,但是要隔离怎么样把效率做成最高呢?
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| | | | | | | 开关电源总是从Buck起步,我们也不例外,精通了Buck原理就基本就精通了开关电源原理,好像有点夸张了。不管怎么样,Buck是基础,弄清原理是必须的。
Buck什么意思?降压!又叫Step-down。如果你去查什么英汉字典,你会发现Buck一词的解释似乎与降压毫不相干,不管了,记住就是了。
再次认识一下Buck,记住三节点中电感在输出端。
但以后凡看到电感输出便可知道是Buck电路,再复杂的电路也逃不掉基本规律,我们看一下MC34063集成开关稳压器,一颗古老的芯片,由于性能卓越一直在应用。看看这个接法构成什么拓扑?
不难看出,电感 L 接在输出端,因此是降压电路,或者说是Buck电路,或者说是Buck拓扑,都是一个意思。哈哈,以后看到其他集成开关稳压器一眼就能看出是不是Buck。
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| | | | | | | | | 记住Buck输出电压公式:对于CCM: Vout = Vin * D, D - 占空比
DCM的公式就不要记了,挺复杂的,而且对帮助理解Buck没什么用处,用到时再查资料不迟。
看一下Buck拓扑波形图,虽然分析波形图是很枯燥的事,但是是必须的,强打起精神也要看一看。
结合上面两个图可以看出:
Q1导通,电感两端电压为Vin - Vout,总输入电流呈线性上升(电感电流不能突变),电感电流与输入电流一样线性上升。
Q1关断,电感电压反向(想一想为何?),输入电流为零,电感电流线性下降。
上面的波形图有两个特点:
1)输入电流断续,电感电流连续
2)电感电流最小时不为零,这种电感电流不为零称为连续导通也就是我们常说的CCM模式(Continue Conduct Mode)
如果上面两个图看懂了,那么恭喜你,你入门了。怎么样,入门很简单吧。哈,这是对初学者说的哦,高手定然不削一笑。
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| | | | | | | | | | | | | 不知道是否有人知道答案,我们先继续。
MOS管导通时的电流流向,注意电感两端电压方向,二极管D1此时是截止的,如图,这个不难理解,权当复习:
MOS管关闭时电流流向。MOS管关闭后电路中MOS管等于开路,电流流向如图,注意电感两端电压反向了(为何?),此时D1导通,起到续流的作用,因此叫续流二极管。
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| | | | | | | | | | | | | | | 输出电流是多大呢?看看波形便知:
至此,如果以上部分都理解了,再次恭喜你,你已入了二道门了,当然离精通还是有距离的,敬请关注,有任何问题务必提出。精通拓扑已是指日可待了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | CCM模式已见识过了,那么还有BCM和DCM是怎么一会事呢?其实也不难理解,如图是BCM模式,什么特点?电感电流最小刚好到下边界(边界 = Boundary)因此称为BCM(Boundary Continuous Mode)。
DCM模式也很好理解,如图,电感电流是断续的(断续 = Discontinuou),因此称为DCM(Discontinuous Continuous Mode)
Buck入门到此为止。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是100%,是50%,对于考虑上升沿的波形,从50%的位置算起,入下图所示。
锯齿波的占空比 = 50% 也可以用示波器实测来证明,明天我贴一张实测图看看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于考虑上升沿的波形,从50%的位置算起。按照前面一句话的说法所以占空比是50%? |
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| | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | | 对于上升沿的波形,从50%的位置算起,这应该不是占空比的定义吧?好像用这个来说三角波的占空比是50%感觉有些不太合适,虽然示波器测量三角波也自动显示50%。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于占空比 (duty cycle) 的定义,我们参考Wikipedia(维基百科),他是这样定义的:
Duty cycle: In an ideal pulse train, i.e. , one having rectangular pulses, the ratio of the pulse duration to the pulse period.
即,理想脉冲序列中,其中单个矩形脉冲,其脉冲持续时间和脉冲周期的比值就是占空比。
这个没问题,大家都没有异议,那么什么是脉冲呢?他是这样解释的:
Pulse: A rapid, transient change in the amplitude of a signal from a baseline value to a higher or lower value, followed by a rapid return to the baseline value.
也就是说,脉冲是这么一个波形:幅值从基准值到一定高度或到一定的低度然后回复到基准值非常快。实际上就是不计上升级下降时间。
那么什么是脉冲持续时间呢:
Pulse duration: In a pulse waveform, the interval between (a) the time, during the first transition, that the pulse amplitude reaches a specified fraction (level) of its final amplitude, and (b) the time the pulse amplitude drops, on the last transition, to the same level. Note: The interval between the 50% points of the final amplitude is usually used to determine or define pulse duration, and this is understood to be the case unless otherwise specified.
其他都不用看,只看这一句:Note: The interval between the 50% points of the final amplitude is usually used to determine or define pulse duration
就是说,脉冲的持续时间是以幅值的上什沿50% 到下降沿50%来计算。也就是说三角波的占空比是50%应该是没有问题的。
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| | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | BCM : Boundary Conduction Mode
DCM : Discontinuous Conduction Mode
CCM: Continuous Conduction Mode
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 楞次定律,MOS管导通时电感两端电压为左正右负,这是为了阻止电流增加(楞次定律),MOS管关断后电感两端电压为左负右正,这同样是为了阻止电流减小(楞次定律)。于是整个回路电流连续,那个二极管因此也称为续流二极管。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不好意思,是我看错了,前辈。是50%,我刚开始看成是半个周期为零,半个周期的锯齿波了。我是用积分理论去理解的,锯齿波所包围的面积只能占总面积的50%
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| | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | | | | 第一句话,首先立好前提,在ccm模式下公式才成立,论坛有很多人问过,为什么我的buck占空比不是跟按照书上给的公式计算出来的一样呢,结果就是他没搞清楚公式套用的前提
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | | | | | | bcm属于一个特例,因此你既可以用ccm的公式也可以用dcm的公式
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| | | | | | | | | | | 电源两端电压: Vin - Vout, -Vout, 这是忽略了MOS 和续流二极管的导通压降, 简化分析时可以。
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| | | | | | | | | 电感接输出,就是BUCK , 很到位,以前总是要看一遍完整电路才能判断。
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| | | | | | | | | 如有什么疑问尽管提出来,我解答不了的还有很多高手可帮助解答。
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| | | | | | | | | | | 你好,截止到这里,我感觉自己对buck的基本原理 懂了90%。但是在实际应用那些不同厂家的集成buCK 芯片的时候,关于外围的一些线路参数还是不太确定,比如, 输入输出电容的数量以及容值的确定,每次设计线路,就是这个地方比较迷茫,还有环路补偿,不知道,楼主可不可讲解一下,常用的控制方式。
现在最大的问题是弄清楚了基本的拓扑原理,但是实际应用还不行。
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| | | | | | | | | | | | | 我们来举个实际例子来说明如何计算。一般Buck电路通常先算输出再算输入。最后结果都需通过实际测量进行修正。
Buck电路如图所示:
设计条件 Vin = 12 V (输入电压) VOUT = 5 V(输出电压) ILOAD = 2A (负载电流) Fsw = 400 KHz (工作频率) D = Vout/ Vin = 5V /12V =0.416 (占空比) Iripple= 0.3 ·ILOAD (30%的纹波电流为典型值) = 0.3*2 = 0.6A 1,先计算电感 根据电感公式 V = L di/dt, 则L = V dt/di 其中: V = Vout - Vin dt = D/Fsw di = Iripple 于是: L= (Vin – Vout) · (D / Fsw )/ Iripple L = 7 V · (0.416 / 400 kHz ) /0.6A L= 12.12 uh
2,输出电容: 根据电容和纹波电流的关系可知: ΔV = ΔI · (ESR + ΔT / C + ESL / ΔT) 通常取纹波电压 = 1%*输出电压,此处为0.01*5 = 0.05 V 其中: ΔI = 0.6 amp (30%的输出电流) ESR = 0.03 ohm (一般大容量电解电容约为30毫欧姆左右,也可查数据手册或实测) 取ESL = 0 ΔT =0.416 / 400 kHz = 1.04 us 于是: ΔV = ΔI · (ESR + ΔT / C) 变换一下位置: C = (ΔI · ΔT) / (ΔV - (ΔI · ESR)) 代入数值: Cout = (0.6A · 1.04 us) / (0.05V- (0.6A · 0.03)) Cout = 19.5uF (最小值) 3,输入电容: 当 D= 50% 时输入纹波电流最大, 于是输入纹波电流: IRIPPLE = ILOAD / 2 = 1 amp 输入纹波电压取0.2 V 取输入电容的 ESR= 0.12 欧姆(可查数据手册或凭经验或实测等) 于是输入电容为: C = ΔT / ((Vripple / Iripple) - ESR) 代入数值得: C= 1.04(/0.2/1) - 0.12 = = 13 uF
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| | | | | | | | | | | | | | | 首先非常感谢大师的耐心指导,但是在输出电容计算这一块,我还是有一些疑问:1.在计算由于电容容值充放电所引起的电压ripple 的公式中(红色部分)
ΔV = ΔI · (ESR + ΔT / C)
ΔV(cout)= ΔI * ΔT / C
这个ΔI * ΔT是电容放电所产生的电荷量吗?
这个ΔT我理解就是开关上管导通的时间Ton=D*T=(VOUT/VIN)/Fsw(FSW开关频率)
我记得电容两端的电压电流公式是一个的电流的积分乘以C的倒数.
请帮忙梳理一下这一块的知识,我到底应该用哪个公式去算电容容值产生的ripple .感觉又点混。
2.第二个问题是,我们在计算输出电容的时候需要考虑瞬态过冲,或者瞬态电压DROP吗?也就是动态
响应。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 流过电容的电流公式为:
i = C * dv/dt
变换一下就是:
dv = i*dt/C
上式中 d 用 △ 表示, i 为 △i 即可。
参考电容电流公式
你说的 “这个ΔT我理解就是开关上管导通的时间Ton=D*T=(VOUT/VIN)/Fsw(FSW开关频率)” 是对的。
至于瞬态过冲,或者瞬态电压DROP应该是上电时的或负载突然变化产生的问题,这和系统响应有关,计算输出电容时好像没有办法考虑。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | OK .理解了,就是不同的BUCK电源的响应能力是不同的,对负载响应速度快的,他需要的输出电容就小,响应速度慢的,输出端需要的buck 电容的值也就越大
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个好像不能这么理解,输出电容宜大不宜小,负载突变时电容大才能稳得住电压,对响应速度来说电感比电容影响更大,当然和反馈关系最大。
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师请教一下以下这个怎么来的?
“”于是输入纹波电流: IRIPPLE = ILOAD / 2 = 1 amp“”
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| | | | | | | | | | | | | | | 1、为什么当 D= 50% 时输入纹波电流最大? 2、IRIPPLE = ILOAD / 2 = 1 amp,这个等式是怎么来的?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大佬,你这个好像是用输入电流有效值去证的,而且还是图标方法
可以由公式直接推导的
上面公式都没有说明为什么delta IL 是用1/3 Io , 这个实际是由选择电感的经济效益和纹波率和电感体积之间取得的一种平衡
在开关频率不超过电感自谐振频率的时候,电感越大开关效率越高的(忽略电感DC阻值),所以要求电感值实际是隐含了一个条件的
就是纹波率或者是开关电流从什么时候从CCM模式转到CRM模式这个隐藏的条件,对BUCK一般是取纹波电流(斜坡电流)占最高电流的1/5(注意是一般情况),即
是K r = Iramp / I2 ,如果我没有记错的话,应该是 Kr = 0.4 ,按这个算的话 delata IL = 2 Io/9 (当然用1/3也没有问题), 我们把 Iramp 设定成 I2 - I1 , Ip 就是
这里的I2 , 也就是K r =( I2 - I1 ) / I2 ,
另外(I2 + I1) / 2 = Io , Io 输出平均电流
BUCK 的 Iramp = I2 - I1 = (Vi - Vo) *D /(L * f) , Vo = Vi * D , 确定电感L后, 求Iramp 的最大值就是求函数 (1 - D) * D 的极值,
f (D) = (1-D) *D , f ' (D) = 0 时就是其极值,另外 0 < D < 1 , 可以得出D = 0.5时 f(D) 最大, 也就是这时的Iramp (纹波电流) 值最大 。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大佬,您说的Buck电路从CCM转CRM的一些参数比如Kr,I2我不是很了解具体指的什么,能麻烦详细说明嘛
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| | | | | | | | | | | | | | | 你好大佬,对于上面的计算我有一个问题:大佬计算时写的ESR = 0.03 ohm (一般大容量电解电容约为30欧姆左右,也可查数据手册或实测),这里的等效电阻值不是要电容选好了之后才能知道吗?如果按经验取了一个值之后带入公式里面计算出来的电容值是不是有点不准确,这是不是说在我选好电容之后我要查它的数据手册验算一下,如果不行我再重新选一个ESR值,再计算一遍,求大佬指教,本人小白对这方面的不懂,谢谢大佬 |
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| | | | | Boost拓扑快要开始啦,我们先来看看几个基本概念,如下图,请选择 a,b,c,d。各位看看如选?
a)左面灌电流右面拉电流
b)左面灌电流右面灌电流
c)左面拉电流右面灌电流
d)左面拉电流右面拉电流
a)左面灌电流右面拉电流
b)左面灌电流右面灌电流
c)左面拉电流右面灌电流
d)左面拉电流右面拉电流
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| | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 主题:142
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | 我的笨办法:source,源的意思,就是提供电流,所以,只要是电流流出,就是source。不知道是否正确。
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| | | | | | | | | 参考一下以下两个图
sink 和 source 是在电路中经常出现的两个词。
Source = 源,比如电源,源总是提供能量的,中文教科书中称电流流出为拉电流,拉总是拉出,没有拉进的。也就是流出。
Sink = 英文中叫水槽,槽里面的水总归是灌进去的,没有说灌出来的,也就是流进。
这两个概念是常用的,需正确理解。
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| | | | | | | 继续 Boost,Boost在英文里是提高的意思,顾名思义,Boost拓扑就是升压,Boost电路的输出一定是大于输入的。照例我们先来认识一下Boost拓扑结构。
不难发现,电感在三节点中位于输入位置,这是判断Boost拓扑的简单方法。我们看一个实际例子,仍以MC34063为例,如图,很容易识别出这是升压电路,即Boost 拓扑。
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| | | | | | | | | | | | | | | 有些是datasheet上的有的是资料上的。比如MC34063下载个PDF里面就有应用原理图。
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| | | | | | | | | 先熟悉一下Boost电路输出电压公式:CCM工作模式时, Vout = Vin/(1-D),D为占空比
Boost的原理其实也不复杂,说原理少不了借助于波形图,如图
1)MOS管Q1导通,电感一端被接地,输入电压对电感充电。
2)电感两端 = 输入电压
3)电感电流线性上升(电感电流不能突变)
4)MOS管关断,电感电压反向(为何?)
5)电感通过二极管向负载供电
周而复始,Boost原理也并不复杂。
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| | | | | | | | | | | 其实 Boost 拓扑是非常常见的,用得最多的地方可能就是PFC(功率因素矫正),比如以下摘自Onsemi 的 datasheet的中的PFC电路。
用得更多的要数ST的 L6562,其实际电路如下:
以上两例不难识别 Boost 拓扑,其电感位置总是在三节点的输入端。
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| | | | | | | | | | | | | 再来看看输出电压公式: Vout = Vin/(1-D)从公式中可以看出随着占空比 D 的加大,1-D --> 0,输出电压便越来越高,也就是 Boost 了。但 D 是否可以无限加大以至于接近 1 呢?答案是否定的,由于MOS管的非理想性、杂散电容的影响、及电感电容等各种损耗的关系,输出电压随占空比的上升到一定的值会下跌,最惨的情况会跌倒零。如图所示。通常占空比做到0.5左右基本差不多了。到0.75已经是极限了。
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| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 主题:142
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | 那要按照这个图表达的意思,我要做一个5倍升压的BOOST,一级变换还无法实现?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 理论上是这样实际能不能做不清楚,版主不知有否这方面的经验?
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | 没有具体的试验,只是在论坛很多帖子看到过,BOOST升压比一般也是建议在4倍左右。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 等我结贴后把资料上传就知道是什么资料上的了。现在还不能传,就像讲故事一样,把结局讲了故事就没人听了。
另一方面,如果仅仅上传资料而没有帖子研讨,估计资料是有人下载没人看。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这句倒是大实话,一般都是看到好资料使劲下载,然后就躺在硬盘里睡大觉了,看论坛有时候看别人的思路或者方法有头有尾就像讲故事,还能有点耐心。不知道大家是不是都这种状态。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大部分人都是这样,包括我。常常计划看基本书,做几个梦想,然后再幻想一下,年复一年,大部分计划都是落空的。梦想和幻想都破灭,眼看2017年又要过去了,年初的计划一个都没有实现。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 写下每层楼的内容都是反复斟酌的,不是为盖楼而盖楼的哦,况且资料也没什么章节的。 |
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| | | | | 搬个板凳听课,楼主会不会把实际应用中常见的拓扑都拿出来讲一遍,期待~~
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| | | | | | | 大师见笑了。标题只是博个眼球,当然计划是将常见拓扑都过一遍,但是碍于自己的能力有限难免会有自己理解错的地方,还望多指教。
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| | | | | | | | | 我是小菜鸟,在你面前不敢称大师。你把自己理解出来的讲出来,对的我们学习吸收,有疑问的大家可以相互讨论,共同进步! |
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| | | | | 认识一下 Buck - Boost,如图,因为电感接地可知是 Buck - Boost。
Buck - Boost 的输出如何既能高于输入也能高于输出而不要改变电路?当占空比大于50%时输出高于输入,占空比小于50%时,输出低于输入。
Buck - Boost 其实很少实际使用在这两种状态,通常要么使用在Buck状态要门使用在Boost状态。Buck - Boost的最大贡献其实是由此演变出Flyback,俗称反激,而flyback是最常用的的一种拓扑,一般估计电源中70%是flyback,因此掌握flyback是非常必要的。
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| | | | | | | Buck - Boost 怎么会衍生出 flyback 的呢?没人知道吧?呵呵,很简单啊,
这是基本Buck - Boost
然后有人把电感 L 做双线并绕,成了这样,完全没问题吧。
然后把两组线圈分开也没问题吧,成了这样,看到没有,原边副边是绝缘的。
这MOS管放上面不太好控制啊,那就换个位置吧,同时把同名端换一下,于是成了这样
Flyback 于是诞生啦,我们习惯称为反激,何为反激?原边导通则副边不导通,原边关断副边导通。
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| | | | | | | | | 我就很纳闷了,这些个老外把个电感变来变去就变出一个新的结构而且居然还大量使用,我们为什么不能?改天我也来折腾一下看看有没有新发现,兴许能变出个反反激也说不定。
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| | | | | | | | | | | 以下几个小问题估计99%网友不知道,先看这两个:
1)两个晶体三极管,一个PNP一个NPN,两个三极管的BVCBO(耐压)相同,两个三极管的HFE(放大倍数)相同,请问两个三极管的BVCEO是否一样?如果不一样,哪个耐压高?
2)晶体三极管的耐压是否与HFE有关?如果有关则HFE大的耐压高还是HFE低的耐压高?
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| | | | | | | | | | | | | 看这个问题:
假如晶体三极管的耐压 BVCEO=400V,如图:
则这样接法CE 间的耐压大于400V吗?
如果B和E之间加一个电阻则CE间的耐压大于400V吗?
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| | | | | | | | | 认识一下标准的反激开关电源的基本组成,如图所示,与基本拓扑相比仅仅增加了Rs、Cs、D2,这三个元器件起钳位作用,抑制由变压器漏感产生的尖峰电压,使MOS管的漏极电压VDS控制在一个合理的范围内,不至于因漏感尖峰电压造成MOS管的击穿。此电路加上电源、加上PWM信号就可工作了。至于反激电源的设计计算已经有太多的帖子了,暂时不多讨论了。
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| | | | | | | | | | | 反激拓扑虽然广泛使用,据称开关电源中有70%是反激拓扑的开关电源,但反激拓扑也有其不足之处,反激不需要输出电感,全靠输出电容滤波,因此当输出电流大于10A时,所使用的电容容量逐渐成为巨无霸了,并且功率大于100W以后很多元器件的电流电压应力会越来越大,因此大功率大电流场合不得不舍弃反激,正所谓梁园虽好终非久留之地,选什么拓扑好呢?-- “正激”粉墨登场。
我们先来认识一下正激的基本原理,如图所示:
正激在原边加正向电压MOS管导通时,付边的的输出符合变压器原理,即:
Vs = n* Vin
Vs : 变压器付边输出电压
n:匝比 = Ns/Np
Vin:输入电压
由上式可知正激拓扑不难理解。
注意原边还有个绕组称为复位绕组,付边有一个二极管称为续流二极管。 |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | 电感选择过大的话,会导致负载调整率过高。所以还是按照满足电流纹波时候的最小值选择合适。
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| | | | | | | | | | | | | 楼主几句话就带过反激了?好歹据称70%的占有率呀,太随意了,太基础了,太入门了吧?
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| | | | | | | | | | | | | | | 论坛里反激的帖子数不胜数,而且我这个帖子可能时间很紧,后面如果有时间再聊聊反激。 见谅啊。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 那后面有空补几个反激好帖吧,不然你这就只有入门了,哈哈。
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| | | | | | | | | | | | | 什么是正激变换器?
如果别人这样问你你会怎么回答?估计90%的网友说不清楚,一定是爱在心头口难开、欲言又止。其实很简单,正激是变压器隔离的buck。就这么简单。
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| | | | | | | | | | | | | 前面提到正激变换符合变压器原理,即付边的电压与原边的关系是 Vs = n*Vin
Vs:付边输出电压
n:匝数 = Ns/Np
Vin:原边电压
注意 这是指原边导通时付边的输出电压,然而,原边MOS管并不是一直导通,而是根据PWM信号处于“开”和“关”状态,因此实际加在原边线圈上的电压为PWM信号的占空比 D和输入电压Vin的乘积,因此原边线圈电压为:Vin*D,于是付边的输出电压为:
Vs = n*Vin*D
这就是正激变换器的付边输出电压的公式,如果忽略二极管的压降则不难看出输出电压Vout 为付边电压减去电感两端电压,即:
Vout = Vs - VL
而电感两端电压为:
VL = L*△IL/△t
L: 电感量
电感上压降很小,如果忽略此压降则:
Vout = Vs
再次熟悉一下正激拓扑:
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| | | | | | | | | | | | | | | 由于供电电压 Vin 是直流,因此流过Np的励磁电流永远都是一个方向,这就带来一个问题,MOS管每导通一次,磁芯的磁通强度就增大一点,这样用不了几个脉冲磁芯就会饱和,怎么办呢?当然方法有好几种,最经典的就是在再绕一组线圈,负责在MOS管关断期间退磁,这组线圈就称为复位线圈NR, R = Reset。由图可见复位线圈的同名端与励磁线圈的同名端是相反的,这样才能使励磁电流和退磁电流方向相反,才有可能将磁芯中的磁通退到零,以保证下一MOS管导通时磁芯中没有剩余磁通。
那么复位线圈绕多少圈比较好呢?原边MOS管导通的占空比最大可以是多少呢?
且听下回分解
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说得没错但不全面,匝比不一定要1:1,占空比是由匝比决定的,因此由于匝比不同占空比可大于0·5也可以小于0·5,但是匝比1:1占空比不大于0·5是比较优化的设计。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好,听课。
根据什么确定匝比,关系公式是怎么样的呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为了读贴方便,再次把贴上。
见上图,复位线圈在复位过程中会产生“反射电压” VR(互感关系,R = Reflect),此电压大小为:
VR = (Np/NR)* Vin
Np:励磁线圈匝数(primary coil)
NR:复位线圈匝数(Reset coil)
Vin:输入电压
仔细对照一下上图可以看出Np线圈上的电压与输入电压是串联关系,并且加在MOS管两端,因此MOS管承受的电压为Vin + VR。
根据伏秒平衡原理可得:
(1-Dmax) = (NR/Np) * Dmax
Dmax = 1/[1+(NR/Np)]
看分母中的 NR/Np,不同 NR/Np 比值可得到不同的Dmax值,当NR/Np = 1 时,DMAX = 0.5
但是不同的 Dmax 对电路有不同的影响, 究竟有什么影响呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上一楼提到复位线圈在复位过程中产生的“反射电压”为:
VR = (Np/NR)* Vin
Np:复位线圈的匝数
NR:励磁线圈的匝数
Vin:输入电压
所谓反射电压就是复位线圈产生的电压感应到励磁线圈上,而励磁线圈的总的承受的电压为 Vin + VR, 如果VR如果大了则MOS管承受的电压应力就大了,而 VR 与 Np 和 NR 匝比有关,从上述公式中可以知道 Np/NR 愈大则 VR 愈大,也就是说 NR 越小感应电压越高,复位线圈中的瞬时电流也越大,但是复位时间短了(电流大消磁快),线径需要比较粗。反之,复位线圈圈数多了,反射电压也低了,MOS管承受的电压也低了,线径可以细一点了,但复位时间长了。
综合考虑,通常取 Np = NR,这样加工线圈比较方便,占空比也因此为0.5, 总的性能折中下来比较好。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以上所谈的正激,用了一个MOS管,又是正激,因此这样的拓扑就叫单管正激。相信各位常常听到这样的叫法,到此你应该对单管正激的工作原理有了基本的了解。单管正激通常用于100W-300W的电源。
这样的单管正激是不是很理想?不,问题很大,比如,做一个输出20A的单管正激,很明显,输出二极管的的功耗非常大,粗略估算,20A的二极管其正向压降可达1.8V,那么功耗差不多会有 20 * 1.8 = 36W,这二极管那个烫啊你手都摸不上去,如果你的外壳是塑料,用不了多久外壳变形啦,周围的元器件被烤烫了。
怎么办?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 加散热是一种方法,但属于比较消极的方法,因为这些热量仍然存在,换句话说,效率低的问题没有解决,只有提高效率才是更本之道。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 目前看来同步整流似乎是最有效的提高效率的方法。(对输出端整流而言)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Low VF 也没用,低压降的二极管无非就是肖特基二极管,在20A时压降也有0.5-0.6V,算算损耗也有10W左右,损耗太大了。而MOS管损耗大约为:0.2V * 20 4W。差距很大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个世界是对立的同一,有男就有女,有天就有地,有反激就有正激,有软开关就有硬开关,同样有同步整流就有非同步整流,估计90%的网友不知道还有非同步整流。那什么是同步整流呢?什么是非同步整流呢,看一下图立刻就可以明白了。
见图,左边是非同步整流,右边是同步整流,非同步整流就是最常见的的二极管整流,同步整流又称为有源整流(active rectification),一般通过有源器件进行控制的整流。
分析一下上面的图可知:
左图上面的开关是用MOS管代替开关的,无论MOS管处于怎样的状态都不会使电路失控,而右边的两个开关就需要掌握好时序,一旦两个开关同时接通MOS管立刻烧毁,因此一开一关需同步,上管接通必须下管是断开的,上管断开下管才能接通,而且这一开一关需要留有一定的余地,也就是说上管断开后稍微等待一段时间下管才能接通,这个时间差就称为死区时间。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同步整流主要应用场合是低压大电流,同步整流解决了大电流的场合,那么正激还有什么问题要解决呢?
前面提到,复位线圈会在励磁线圈中产生感应电压,此电压称为反射电压,且与输入电压是串联的,其大小为 VR = Np/NR * Vin,
MOS管两端的电压为 Vmos = Vin + Np/NR * Vin,。
Vmos:MOS管两端电压
Np/NR:励磁线圈匝数
NR:复位线圈匝数
Vin:输入电压
如果励磁线圈和复位线圈的圈数相同则 Np/NR = 1,也就是说复位过程中MOS管要承受两倍的输入电压,如果输入电压比较高那对MOS管来说可不是什么好事。
怎么解决两倍电压问题呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD箝位,有源箝位我们暂且按下不表,先来看一下双管正激(Two-Switch Forward Converter)是怎么做到MOS管不再承受双倍的电压应力而的,请先认识一下双管正激的基本拓扑,各位请不要吝啬时间,花半分钟的时间默默记下双管正激的拓扑构成。
双管正激中,MOS承受的电压与输入电压相同,那是怎么做到的呢?且听下回分解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好久没有更新了,这段时间太忙了,见谅。
其实双管正激原理相当简单,我们用示意图来表示如下:见图,双管正激总是两个MOS管同时导通和同时关闭。不难看出双管同时导通时MOS管承受的电压为电源电压,二极管 D1 和 D2此时是反向截止的。
两管同时关闭时,原边励磁线圈电压极性反转成下正上负(如果不能理解这一点则需要翻一下电磁学的书了),大小与输入电压相同。此时二极管D1和D2导通,MOS管承受的电压不会高于电源电压
如果这两个图看懂了,那么恭喜你双管正激的的原理你已掌握。
双管正激的不便之处在于两MOS的管驱动通常需要用采用驱动芯片。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的也没错,这句话其实我也想过,MOS导通后才不承受电压,导通需要一定的时间,在这过程中MOS可能承受最高电压为电源电压。这样说可能比较好。谢版主。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感和变压器定义可是不同的哦,电感只有自感,变压器需要互感,变压器至少需两组线圈,电感只需一组线圈,因此这两者不可混用名称。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD 钳位是一种低效率的方法,但电路相当简单,而且占空比不再局限在小于 0.5,可以大于0.5,这是通过调整电阻的阻值来实现的,电阻阻值小了放电自然就快了。 RCD 钳位对于不在乎效率的场合不失为一种简单有效的方法。同时 RCD 钳位并不是单管正激所特有,其钳位原理和反激变换器的 RCD 钳位完全一样,比较一下两者的电路拓扑自然就明白,左边的是反激,右边的为正激,可以看出除了变压器的同名端不同外,其余完全一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有源钳位也是常用的钳位方法,我们先看看“有源钳位” 这四个字是什么意思?有源----有什么源?为何叫有源钳位?估计很少有人知道。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们常常看到或听到 “主动PFC”, “被动PFC”,“有源滤波”,无源滤波等,名称叫得的很乱,其实这是翻译的问题,在英文里元器件就两种:Active 和 Passive。
Active 就是什么晶体管、集成电路之类的半导体器件,Passive 就是电阻电容电感什么的。所谓主动 PFC 就是用到了 晶体管或集成电路,“有源滤波”也一样。
所谓 “Active” 是指半导体器件,中文翻译常常翻译成“主动”、“有源”。Passive 中文常常翻译成“被动”、“无源”。实际指电阻电容电感。
因此,一看到有源就知道电路里一定用到了半导体器件,诸如三极管、继承电路等
一看无源必然是 电阻、电容、电感组成的电路。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这段时间因为买房子耗费了不少精力,帖子也没有及时更新,现在基本告一段落,今天起开始每日更新。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 单端正激最有效的钳位莫过于有源钳位,这有源钳位听上去很高大上的样子,实际电路并不复杂,一个MOS管一个电容而已,由于用到了有源器件(active)于是称为有源钳位,不过钳位电路本身虽不复杂但控制电路要求很高,我们以理解钳位原理为主,控制部分交给专门集成电路去做。
我们先来认识一下有源钳位的电路构成,有源钳位分两种:
1)Low Side Active Clamp, 如图:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2)High Side Active Clamp, 如图:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |
比较一下高位驱动钳位和低位驱动不难发现除了钳位电路连接点不同外,所用的MOS也不一样,一个是P-MOS,一个是N-MOS。
有源钳位目前应用很广,是最好的单端正激钳位方式,器好处主要表现在:
1)MOS管的电压应力小
2)零电压切换
3)EMI小
4)占空比可做到大于50%
5)损耗小
顺便说有源钳位电路不但可以用在正激上,同样可以应用在反激电源的钳位。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不太清楚 “有源嵌位正反激” 是怎么回事,可否说说?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是副边整流的时候用全波或者全桥整流,这样既是正激也是反激了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我还是不太理解为何这样就是正反激了。一般来说正激或反激是以同名端+付边导通情况判断,全波整流或桥式整理能量并不反弹,因此我觉得不应该称为反激。
对于单端正激来说,变压器需要复位就是因为有了反激(flyback)的能量,而这与整流无关。
不知你怎么看?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是我们老师一本书中介绍的,具体原理我还没有弄清楚,不过这个好像可以应用在目前比较火的电动大巴车上的DC/DC变换器上
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢。以前也没注意到这种拓扑,称其为正-反激实际还是看变压器的同名端,当然与二极管连接方式有关系,上面一组是正激,下面一组线圈是反激。这个还需要学习研究。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们先看两个实际电路认识一下高端驱动和低端驱动(花一分钟看一下受益无穷):
1) 高端驱动
2)低端驱动
低端有源钳位由于必须使用P-MOS管,因此 gate 的驱动电压必须为负,借助于专用IC,这个负电压的问题就很好解决了。
有源钳位内容有点多,我们先搁置一下,稍后再轮转回来继续。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD 钳位占空比可以大于0.5,但太大会导致效率更低。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,说的没错,虽然RCD钳位可以做到占空比大于0.5,实际还要看是否需要。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小知识:有源的称为器件,比如三极管、二极管、集成电路等,无源的称为元件,比如电阻电容电感等。故有半导体器件厂,无线电元件厂之分。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 原来器件和元件是这样区分的,一直都是乱叫,统称零件
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没错,Synchronous Rectification。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有牛人用MOS管代替二极管弄出了所谓的同步整流,见下图,效率大大提高。可惜了我怎么想不出来,不过想想也就释然了,因为我不是牛人,我们把牛人的思路搞清了也就站在了牛人的肩膀上了。
同步整流更常见的画法如下:
为何称为同步整流?什么和什么同步?同步整流怎么就效率高了呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 提高效率的原因159楼不是说了吗 ,降低导通电阻。
同步应该是MOS的栅极电压跟被整流电压的相位同步。
怎么同步?我等着听课
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同步整流现在有其它的形式可参考,更容易理解
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同步整流电路图
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| | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 主题:142
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | 小数点点错了,是36W,36W可不仅仅是烫手的问题了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问一下这个反射电压是不是复位绕组上的电压折算到初级绕组上的?为什么不是Vr*(Np/Nr)=Vin? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 刚看到您的跟帖故未及时回复见谅。
关于您说的“这个反射电压是不是复位绕组上的电压折算到初级绕组上的”, 回答是“No”。初级绕组在导通期间对磁芯进行了励磁,而此励磁电流是单向的因此主绕组断开后在磁芯中有了多余的磁能,该磁能于是通过复位绕组释放从而在复位绕组上产生了感应电压,而非复位绕组电压折算到初级绕组上。
换种思路可以这样理解,主绕组导通时,原边和付边的关系是 VS = Ns/Np * Vin,这付边的电压是因为原边的绕组对磁芯励磁而产生的,同样当原边断开后,其磁芯中的能量会在复位绕组中感应电压。
关于公示,你写的公式是对的,即: Vr*(Np/Nr)=Vin,或者写成 Vr = (Nr/Np)* Vin, 156楼中我引用的资料上的公式 VR = (Np/NR)* Vin,经你的提示后仔细考虑后发现是错的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 你好,请问,1、为什么滤波电感不需要磁复位?2、还有反激为什么不能类似正激在输出加个电感?如果只是加个滤波电感又会什么样?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、为什么滤波电感不需要磁复位?
需要磁复位的是变压器并且是硬开关,而滤波电感的磁场并不在磁芯中积累,磁场强度和电流大小成正比,电流为零则磁场强度为零,没有剩余的磁场能量因此也不需要复位。
2、还有反激为什么不能类似正激在输出加个电感?如果只是加个滤波电感又会什么样?
正激的电感是储能元件,而反激也有储能电感(变压器),反激能不能在输出端加个滤波电感能?当然也能。但是反激的特点是反应快,加了滤波电感后,滤波电感和滤波电容组成二价滤波系统,把这个反映快的优点抹掉了。事实上有很多反激在输出端是有滤波电感的,比如:
通常这个电感的电感量不能取得太大,否则输出电压的稳定性会受很大影响。
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| | | | | | | 这个buck-boost的Q1带着续流二极管会不会有问他啊,不会给电源充电?
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| | | | | | | | | 原来那张图的输出二极管的方向有点问题,那张图是哪里找来的也不知道了。重新修改了原图并进行了更换,为了容易说明问题再贴如下:
Buck-Boost变换器的工作其实是分两步进行的,
1)MOS管导通对电感充电,电感两端电压为上正下负和供电电源一致。此时D1截止。
2)MOS 关断,此时电感两端电压变为上负下正(楞次定律),MOS管的体二极管是反偏的,不导通,而D1则导通。
因此电感不会对电源充电的。
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| | | | | 小学生搬板凳来听课啦,听楼主讲课比看书有趣多了,给楼主和大师们赞一个! |
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| | | | | | | 谢谢。
看书很烦的,一本书能坚持看完看懂很不容易的,我也是很少有书能从头看到尾的。
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| | | | | | | | | 楼主我从办公室里看到的,收藏了回家继续看,楼主啥时候更新啊。
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| | | | | | | | | | | 每天更新,有问题尽管提啊,我说不清的也没关系,论坛里高手如云。
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| | | | | | | | | 好书不烦,而且越看心里越舒服,书写的不好就出来丢人了,也不去买这种书,真遇到这种书心里就骂作者,狗日的出来丢人现眼。 |
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| | | | | | | | | | | 好书也是越看越烦啊,除非看小说。小说看了会入迷,这技术书不会入迷。
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| | | | | | | | | 那是因为书的可读性太差,全是为了凑文字,全篇大部分都是堆出来的。 |
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| | | | | | | | | | | 这个说得有点道理,你看大部分的书的页数都差不多,很多内容都是凑页数。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 对初学者来说太有用了。还想听听DC-DC反激压器的计算,现在网上找的资料千差万别的什么样的计算公式都有,但都没有讲得很明白透彻。希望大师能详细讲解一番,好让我 这个初学者学习下。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一直听课中,楼主用简单的说法就把拓扑讲的通俗易懂。后面把同步整流,EMC都说一下
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于反激计算因为论坛里已经有很多帖子,这里就没有太多的深入,后面应该会继续反激的内容。
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| | | | | 楼主这样讲解,确实很容易接受和吸收,比书本效果好!学习! |
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| | | | | | | 多谢鼓励,此贴如能给初学者带来一点收获那是发此贴最大的愿望。 |
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| | | | | | | 那个帖子看过,几位提出的建议都是不错的,你先按别人的建议试试,有问题我们再讨论。
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| | | | | | | | | 恩恩,好的,是不是高电压的BUCK,用隔离的比较好点?
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| | | | | | | | | | | 为什么公司里的产品变压器的是感量与理论计算的差别很大?
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| | | | | | | | | | | 隔离的Buck就成为正激,处理高输入电压会相对容易一些。
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| | | | | 有三种拓扑各位一定听到过:
1)推挽式 (PUSH/PULL)
2)半桥 (HALF BRIDGE)
3)全桥 (FULL BRIDGE)
其实这三种拓扑都有一个相同的拓扑名称: 对称变换器
什么是对称变换器?顾名思义对称一定是偶数,变化器中什么东西为偶数才能称得上对称呢?毫无疑问是开关(switch),电源中用什么东西做开关?不用说也知道MOS管。因此这种变换器中MOS管一定是对称使用的,或者数量一定是偶数的。
我们先来熟悉一下第一种:推挽式变换器,也称推拉式变换器,如图所示:
图中的T1及T2为开关,实际电路中为MOS管。
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| | | | | | | 推挽式变换器实际是两个正激变换器的组合,副边的频率是原边的两倍,因此滤波电感电容可用得较小,输入输出符合变压器原理,副边的输出电压为:
Vout = 2Vin * D* Ns/Np
Vin:输入电压
D: 占空比
Ns: 副边绕组匝数
Np:原边绕组匝数
通常推挽式变换器通常用在低输入电压的场合,由于变压器绕组电流为两个方向分别导通因此无需复位电路,磁芯的利用率很高,损耗较小。
换一种画法可能会更容易看出推挽式变换器的结构,如图:
推挽式变换器通常采用专用IC来完成控制,比如LM5030等,下图是LM5030应用实例的简化图,可帮助理解。
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| | | | | | | | | 半桥 (Half Bridge)--- 一个常用的拓扑
何为半桥?顾名思义就是半个桥啦。如图,Q1 和 Q2 为桥的一边,桥的那端没有东西了,好吧,弄两个电容搁在那里权且支撑一下,于是半桥的名称由此诞生。
各位,先花半分钟看一下图,看看半桥两个MOS管、两个电容和变压器是怎么连接的。
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| | | | | | | | | | | 半桥也是很厉害的一种拓扑,做个500W电源全不在话下,做个1000W也是拿得起放得下。
半桥拓扑其实就是基于变压器隔离的正激拓扑,既然是变压器毫无疑问其输入输出的关系符合变压器原理,从图中可以看出当C3 = C4时,C3和C4的节点为输入电源的一般,如图所示,当Q1导通时,加在变压器原边的电压为 C3 上的电压,即输入电压的一半。因此对半桥来说,MOS管的电压应力较小。
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| | | | | | | | | | | | | 半桥虽然很厉害的样子,但也是有很大的缺陷的,由于变压器的电压仅为输入电压的一半,在相同的输出功率情况下很,明显输入电流会增大一倍,MOS管的功耗明显上升,因此效率会打折扣。因此半桥比较适合高输入电压的应用。
注意图中的CB为隔直电容,防止直流电流流过磁芯。
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| | | | | | | | | | | | | | | 迄今为止我们以认识了不少拓扑形式,但是这些拓扑都有一些难以克服的问题,主要表现在:
1)工作频率低致磁芯体积大磁芯损耗高
2)开关损耗大,整体效率低
3)硬开关导致EMI噪声高
4)散热器体积大
5)整机体积大
其实也没有什么好办法来改善这些拓扑的效率、体积及EMI的问题,于是经过不懈的努力谐振拓扑出现了(说的好像是我发明一样的)。
谐振拓扑(RESONANT TOPOLOGIES)主要由以下三种:
• 串联谐振变换器(Series Resonant Converter),简称SR或SRC
• 并联谐振变换器(Parallel Resonant Converter),简称PR或PRC
• LLC谐振变换器(LLC resonant converter),简称LLC
LLC比串联谐振和并联谐振强多了。串联谐振和并联谐振最大的问题是不适合宽电压输入和宽范围负载。而LLC厉害多了,主要表现在:
1)宽电压输入范围内最大限度的减小开关损耗
2)高电压输入时最小化循环能量损耗
3)最小化MOS管开关损耗(零电压时开即所谓的ZVS,及最小电流时关)
因此我们有什么理由不掌握LLC拓扑呢?精通了LLC拓扑便是达到了武功的最高境界、便可以傲视群雄、因此,各位,要知道LLC如何厉害且听下回分解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说的非常对,实际上到现在为止讨论的都仅仅是入门而已,离精通还差得远了,计划是先把各种拓扑过一遍然后再仔细讨论几种拓扑,LLC肯定是重点,反激也应该列为重点,毕竟反激的应用是最多的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我们先来认识一下串联谐振(SRC)是什么样的,既然称为谐振那就一定少不了电容和电感,如图所示,电容 CR 和电感 LR 组成谐振腔(Resonant Tank),与变压器的原边串联于是形成了串联谐振变换器。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这LC谐振腔有什么用?很神奇的,站着进来躺着出去,方波进来正弦波出去,看看下面这张图就明白了。
这串联谐振好虽好但不适合做宽输入电压宽负载变化。这图中的环流能量是什么?这是在LC中来回跑的电流,像无用功一样,但实际上是有损耗的。随着负载变化或输入电压变化这个环流也在变,目前无法改善。呵呵,机会来啦,各位,看看谁有本事搞个什么简单的电路能把这几个问题解决掉,那真大师的称号非你莫属了。
那么并联谐振的电路是怎么样的呢?看看下面的图,其实和串联谐振没什么太大的区别,看一眼就够了,只看一眼,不要一眼都不看哦,以后见到能认识就可以了。其存在的问题和串联谐振一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LLC Converter
掌握了LLC变换器则是达到了武功的最高境界。LLC太厉害了完全没有串联和并联谐振的缺陷,LLC有多厉害?举例如下:
1)窄频 (开关频率范围),即使在轻载甚至空载仍然保持开关频率基本不变。
2)宽输入电压
3) 宽负载范围
4)大功率(KW级)
5)低EMI
6)高频(100KHz以上),因此整机体积小
7)。。。。请各位添加
LLC有两个谐振腔,如下图所示,
谐振腔 1 (LR 和 CR)
谐振腔 2 (LR、CR、LM)
谐振腔 1 的谐振频率为:
谐振腔 2 的谐振频率为:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 半桥LLC拓扑我们先混个眼熟,暂时按下不表,需要另外开个帖子,否则感觉会很乱,一个帖子太长看起来也不舒服,望各位理解。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LLC本质上是变压器,就像工频变压器副边也不需要储能电感一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | LZ,我怎么感觉LLC跟前面说的串联谐振电路是一样的,串联谐振也可以有两个谐振腔啊。
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| | | | | | | | | | | | | | | 全桥(Full Bridge Converter)
我们先来看张图全桥的拓扑图,如下:
从图中不难看出全桥由4个MOS管组成,看上去有点像H,因此全桥也成为H桥。
全桥实际上是“变压器隔离的Buck变换器”。全桥的基本工作方式是对角线上的MOS管轮流导通,比如 Q1 和 Q2 导通,Q3 和 Q4截止,然后Q1 和Q2截止,Q3 和Q4 导通。这样就在变压器原边线圈上产生了脉动交流电。
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| | | | | | | | | | | | | | | 全桥(Full Bridge Converter)
我们先来看张图全桥的拓扑图,如下:
从图中不难看出全桥由4个MOS管组成,看上去有点像H,因此全桥也成为H桥。
全桥实际上是“变压器隔离的Buck变换器”。全桥的基本工作方式是对角线上的MOS管轮流导通,比如 Q1 和 Q2 导通,Q3 和 Q4截止,然后Q1 和Q2截止,Q3 和Q4 导通。这样就在变压器原边线圈上产生了脉动交流电。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看过那个帖子,你说的门极100V电压从何而来实在是没什么思路,而且你的门极是怎么驱动的都没有看出来。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是滞后臂两管驱动,超前臂是一样的(说明一下,钳位二极管是现在刚加的,以前没有)输入信号是3875直接产生的。驱动测试没有问题。变换器用调压器调输入,空载至满载均可以正常工作。380v直接启动不行。附上启动时序图。
黄色为三相输入电,绿色为输入电容充电,蓝色为继电器动作三极管BE两级电压,红色为3875软启动引脚SS端波形。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 研究了两天仍然不得要领,真的是很抱歉了,只能帮你呼吁一下请各位高手出面相助。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 本人郑重声明:
本人的这个帖子没有一句话是从什么书上复制粘贴过来,帖子中引用了大量的插图那是为了简化问题的说明,图是从各种资料中截下来的,否则需要自己画那是万万画不出来的,一张图可以顶100句话,如果用文字表述而没有图鬼才知道在说什么。
各位如有发现本帖是靠复制粘贴盖楼的请立刻指出,本人会在第一时间将帖子内容全部删除,呵呵,什么是“第一时间”?那是官话,学来的。
当然本人也没有那么高的学识能凭空写出这么多的内容,一定是参考了很多的资料,消化了资料或什么书中的内容而写。
参赛那是为了激励自我学习也是为了和大家一起学习、交流,如果觉得本帖看上去像抄书或者像复制粘贴那很高兴,说明帖子有一定的含金量以致被认为是抄书、复制、粘贴而成。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 支持。
我觉得即使是也没有什么可耻的。最重要的是大家能一起学到东西。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 之所以发表声明是因为这个帖子
【年关福利】开“源”计划·第八期原创DIY电源技术经验分享大赛
的69楼有网友说 “ 拿本书一节一节贴上去刷楼层,也算比赛吗?还延期,是还没贴完书是吧。。。。。。这样公平何在。。。”
然后本人把所有的参赛帖都浏览了一遍,最后锁定本人就是帖中被指责的那人,呵呵,对号入座了。
因此需要声明本帖并非“ 拿本书一节一节贴上去刷楼层”,而是参考了大量的资料,没有书的,资料均来自网上。
比如:关于MC34063的拓扑认知是从datasheet中截取的图片然后加以说明。
再比如:107楼 关于 Buck - Boost 衍生出 flyback 的是源于这份资料:
The Flyback Converter-Lecture notes.pdf
(139.55 KB, 下载次数: 182)
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| | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | 就好比论文,最后都会有参照文献,因此参考别的文献但只要转化成自己的语言,是自己的想法说出来的,就是原创。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 自己的理解,那就是自己创的,就是原创。我从头看到尾,看的很爽,支持总工。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 其实,把这个拓扑简称为全桥是不妥的,全桥拓扑实际上有两种,1)移相全桥,如上图所示,2)全桥LLC,( LLC有半桥和全桥两种 )。我们来简单比较一下移相全桥和 全桥LLC拓扑的的差异:
1)移相全桥
2)全桥LLC
可以看出两者的差异非常小,全桥LLC仅多了一个电容而已,但性能之差异不可同日而语。
关于移相全桥涉及一个概念: 相位差。我们常见的比较相位差都是正弦波,而在移相全桥中其比较的相位是矩形波,矩形波又如何比较相位差呢?
我们来看 Vikipedia上关于相位差的一种定义:
Phase can also be an expression of relative displacement between two corresponding features (for example, peaks or zero crossings) of two waveforms having the same frequency。
也就是说相位差还可以定义为两相同频率的波形的起点或顶点位置的相对距离。
移相为了什么?调节输出电压。我们来看一个动画直观理解移相及两波形的相位差:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 解释的很好,相位差即移相角,移相角越大,共同导通就越少,即占空比变小,传输副边能量小。
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| | | | | | | | | | | | | 当Q1导通时,加在变压器原边的电压应该为 C4 上的电压.
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| | | | | 忙于安家很久没有更新了,前面的楼层里胡言乱语说了一通一定有很多不当之处,还望各位指正。拓扑的话题太大了,我们先讨论一下与电源拓扑相关的内容然后再继续拓扑,希望有兴趣的朋友多支持。
绝大部分电源控制芯片内部的结构中都有用到一个RS触发器,或者叫RS锁存器,各位可以去查一下,ST的6561、6562等,还有几乎所有的原边反馈PSR芯片、准谐振(QR)控制芯片,甚至LLC控制芯片如Fairchild 的 FSFR系列的 LLC控制芯片,都要用这么一个触发器,如图:
那么问题来了,这个RS触发器有什么用?不用RS触发器结果会怎样?
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| | | | | | | RS触发器太厉害了,抗干扰无人能敌,非他莫属,各种抗干扰电路尤其是开关电源芯片中使用得就更多了,几乎所有的电源控制芯片中都用到。那么他是怎么抗干扰的呢?如图,进入误差放大器的发馈信号取自与输出,而这个发馈信号一定是不稳定的,包含了太多的干扰信号,比如纹波、共模干扰、高频干扰等,这种信号进入误差放大器后一定会在误差放大器的输出端产生多次的高低电平变化,如果没有这个RS触发器则输出MOS管无所适从,一定会不断的开、关,有了RS触发器那就好啦,在一个时钟周期内,输出只能有一次翻转,后面来再多的干扰都被忽略,直到下一个时钟信号来了之后才会进行翻转。此处RS触发器的作用专业地讲叫 PWM锁存(latching)
关于RS触发器建议翻一下数字电路的书以加深印象。
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| | | | | | | | | 开关电源简单讲就两部分,一是功率级、二是控制级,控制级主要为两种:电压模式和电流模式,当然还有一种称为迟滞控制方式,好像不常用,但是据说控制精度很高。以下是两种最常见的控制模式的波形图,看看能区分哪个是电流模式哪个是电压模式吗?
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| | | | | | | | | | | 上图中左边是电压模式,右边是电流模式。 (此楼表述有错,请参考290楼)
电压模式比较容易理解,如图:
1,从输出端取反馈电压
2,将反馈电压送入误差放大器
3,误差放大器和参考电压比较
4,如果误差放大器输出电压高于参考电压则关断MOS管,反之则开通MOS管
5,参考电压是锯齿波,由系统产生
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| | | | | | | | | | | | | 小知识,变压器漏感测试原理
总所周知,测试变压器漏感的方法是短路一侧然后测量另外一侧,测得的电感量就是漏感,这是什么原理呢?如图是理想变压器,理想变压器遵循以下公式:
V2 = N2/N1*V1
N2:付边的匝数
N1:原边的匝数
但实际变压器总是不理想的,总有一部分磁通不传递正能量到付边,在原边兴风作浪,产生很多不利影响。有个领袖曾经说过有人群的地方总有5%的坏人,变压器也不例外,总有5%左右的漏感存在,这部分不传递能量到付边的磁通产生的电感就是漏感,实际变压器的等效图如下:
等效图中漏感总是绕组串联的。为了测量绕组的电感量,我们一般都是使用电桥,施加以一定的频率一定的电压进行测量--这简直是废话,没有频率没有电压还测什么电感呀,虽然是废话但不说句子就不同,呵呵。测量原理如下:
假如在原边施加1V的测量电压,变压器的匝比是2:1,则付边的电压为0.5V,这是变压器原理,原边测得的总的电感包含了漏感。为了测量漏感,我们要想法使主电感LP为零,然后测量得到的就是漏感。但是如何使主电感量为零呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | 方法其实很简单,比如要测量原边的漏感则短路副边,那短路副边后为何就能测得原边的漏感呢?如图:
短路副边后,副边的电压为0V,根据 V2 = N2/N1 * V1 的变压器公式可知原边的电压也一定为0V,由于漏磁通没有参与耦合,因此短路副边后对漏感没有任何影响,此时从左边看进去测量得到的电感量就是漏感了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 关于漏感测量我觉得不对,变压器的本质是利用电磁感应定律,首先变化的电流会产生一个变化的磁场,而这个变化的磁场大部分会沿着磁芯构成一个闭合回路,有一部分没有通过磁芯的就是漏磁,依据楞次定律,在二次侧会产生阻碍磁芯回路磁场的磁场,也就是会产生感应电动势,这个感应磁场始终是阻碍磁芯回路磁场的变化(磁芯回路磁场变大那么感应磁场就会阻碍其变大,磁芯回路磁场变小那么感应磁场就会阻碍其变小),而副边的感应磁场也不会全部通过磁芯的,还是有小部分漏出来,因此副边也会有漏磁,即使是副边短路,漏磁始终还是参与耦合的!
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于测量原理上,面几楼应该已经说的很清楚了。
我觉得你说的是有些问题的,
比如,你说的 “依据楞次定律,在二次侧会产生阻碍磁芯回路磁场的磁场,也就是会产生感应电动势”
这不是楞次定律,这是法拉第定律。
再比如你说的:“即使是副边短路,漏磁始终还是参与耦合的!”
这是感念性的问题,所谓漏磁就是不参与耦合的部分,怎么能说成会参与耦合呢?
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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| | | | | | | | | | | | | | | 不好意思,王版,看了两遍没有看出哪里逻辑反了啊,还请指正。
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | 误差放大器输出电压高于参考电压应该是打开MOS管吧? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢指点,果然有错,不得不佩服王版的功力。问题出在理解上有点偏差导致把图标错,文字描述也跟着有问题,纠正如下,请王版审核。
1,从输出端取反馈电压
2,将反馈电压送入误差放大器
3,误差放大器和锯齿波电压进行比较
4,如果误差放大器输出电压高于锯齿波电压则开通MOS管,反之则关断MOS管
5,锯齿波由系统产生
6,图中VR = Vramp
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| | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | 你这还是不对吧?至少描述跟图是不符的。
误差放大器输出电压高于锯齿波电压的时候,你的图上很明显LATCH输出是高电平的,怎么回事关闭MOS管呢?
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| | | | | | | | | | | | | 电压控制模式好吗?很不好,最大的问题是控制精度低,响应速度慢,这不难理解,由于电压控制模式的反馈信号取自于输出,因此总要等输出偏离正常值了才能获取反馈信号,然后再将该误差信号送到前级进行调整,如果负载突然变化,或者我们称其瞬变,则其响应更慢了。
这种控制方式长期存在,一直没有突破,估计是受自动控制原理思想的束缚。自动控制的基本原理就是反馈信号总是取自输出,根据输出信号偏离设定值的大小进行调整,因此早期的开关电源的性能总是很差的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | QR = Quick Respose,字面上的意思就是快速响应。由日本人在1994年发明,很早啊,我们也就这几年才开始大规模普及。
那么日本人为什么会想到开发这种二维码呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 六十年代,日本经济蓬勃发展,超市管理相当吃力,特别是收银员需要记住成千上万商品的价格,顾客结账时需要手动输入各种信息到电脑,苦不堪言,于是一维码就是我们常见的条形码应运而生,但是当时的一维码能存储的信息远远不够,迫切需要一种能存储更多信息的编码,于是日本一个公司的开发小组开始承担研究新的编码,说是小组其实就二个人,其中一个还仅仅是助手。
其实当时已经有了二维码,但是读出的速度相当的慢,扫一条编码要10秒钟,这样慢得速度岂不急死人,经过这个小组的不懈努力,1994年 QR 吗诞生了,为何叫 QR ?Quick Response,就是快呀,比其他的二维码快了至少十倍,2000 年经过 ISO 审核成为国际标准。
QR 码有明显的特征:三个方块,这是用于定位的,扫描*以任意角度扫描均可读出编码。随着应用的需求,现在已有了微型 QR码,可插入图形的QR 码,难能可贵的是开发人员并没有申请专利,宣布任何人可以免费使用QR码,其编码技术完全公开,或者称 Open Source。
这就是 QR 码 的开发者。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 另一个我们需要知道的二维码是 Data Matrix,这个二维码同样被广泛使用,其样式如下:
很多厂家的产品上使用的二维码都是这个称为 Data Matrix 的二维码,Data Matrix 编码又有何特点呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Data Matrix 也是一种用得非常多的二维码,Data Matrix 由左面的和底部的实线看上去像大写的字母 “ L” 用来给扫描*定位,所有编码由黑白方块组成,黑的为“1”,白的为“0”。一个这样的图形可以放2335个字符,足以应付一般的使用。
Data Matrix 有个很大的特点就是整个图形尺寸伸缩自如,大,可以做成1米*1米。小,可以做成0.3*0.3mm。Data Matrix 已成为美国国家标准,推荐在电子产品上使用Data Matrix 二维码。Data Matrix 最新标准为 “Data Matrix ECC 200”,旧标准有很多,不必花时间看。
作为一个工程师必须知道这两种二维码,现在的产品无论大小都逐渐推广使用二维码标签。哪一天领导忽然要求在自己的产品上贴上二维码标签,呵呵,看过本帖的你马上可以向领导建议采用 QR 码或 Data Matrix,怎么样?露脸了吧。君不见要饭也早已开始使用二维码吗了,让你扫一扫不怕你没零钱。
除了二维码,最常见的一维码也是需要知道的:Code 128
那么Code 128 又是怎么回事呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Code 128 是一维码,ASIIC 码共有128个字符,code 128可对全部128个字符进行编码,因此称为 Code 128,其编码规则如下图所示:
Code 128 应用及其广泛,最多使用的就是产品标签,比如价格、工厂代码、生产日期等各种组合,因此各位如果以后你们公司的产品需要一维码标签那Code 128 是不二的选择。
顺便说微信的扫一扫功能及其强大,能识别大部分的二维码吗和一维码,各位可用微信的扫一扫功能扫描一下这个Code 128 编码,你可以得到Wikipedia这几个字符。
一维码和二维码的种类是非常多的,但作为一个工程师知道上述三种编码的应用就足够了。
如果工作中需要这些编码,你如何获得这些编码呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于应用工程师来说,并不需要自己开发编码程序,采用现成的就可,最常用的是采用条码打印机,而条码打印机中“斑马” 条码打印机是比较理想的选择,你只需输入你所需要的编码内容后其余的一切由条码打印机帮你生成。如果你想自己开发一维码或二维码,对于桌面应用程序来说采用C#语言应该是最好的选择,可参考的资料很多,对于网络应用来谁 java 语言是比较理想的开发语言,原因也是可参考的资料很多。如果你希望自己开发手机端应用,比如像微信中的扫一扫那么又分为 Android 和 IOS 系统, Android 也主要是用java开发的,IOS则有好几种开发语言,比如 Objective-C 或者Xcode等等,这些都是后话了,有兴趣的朋友可继续交流。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 因此,请各位记得三种编码:
1)一维码:Code128
2)二维码:QR
3)二维码:Data matrix
今后工作中很可能会用到。
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| | | | | | | | | | | | | | | 八十年代,Unitrode (现在已被 Ti 买去了)公司提出了电流控制模式,如图,很好的解决了电压控制模式的响应慢的问题。
然而电流控制模式并不能单独使用,必须和电压控制模式配合才能正常工作,单打独斗是不行的,如图所示,这样就形成了两个控制环,我们常常称电流控制环路为内环,电压环路为外环,其实这称呼也是因为这两个控制环路所处的位置而这样叫,哪天你发明了电流环跑到外面来了,呵,称呼就要改啦。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 然而,电流模式也并非完美无缺,其最大的问题就是噪声,如图,理想电感电流波形和实际波形有很大的差异,其噪声很难克服,如下图所示:
其尖峰便是噪声源之一。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 小知识,如下图所示,我们常将MOS管源极电阻Rsense上信号称为电流采样,但是这样的叫法合适吗?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 除了常见得电流模式和电压模式外,还有一个似乎不常见的控制模式称为迟滞控制模式,这种模式的特点与电流电压模式完全不同,电压电流模式我们称其为环路补偿,而迟滞控制方式完全不需补偿,但是其控制精度很高并且响应相当的快,也有电压模式和电流模式两种,其原理其实很简单,即采用的是迟滞比较方式,电压模式如图所示:
其工作原理从图上不难理解,类似于我们常用的“窗口比较器”,输出反馈信号和和参考信号进行比较,高于参考信号即关断输出,低于参考信号则立刻开通。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 磁滞电流控制模式也是和电流控制模式很类似的,检测的是电流,如图中圈出部分,磁滞电流模式同样不能单独工作需与电压反馈信号协同才能工作。
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| | | | | 精通,含义是啥,还是精通各种,2个月秒杀老工程师,牛逼了
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| | | | | 过了个年,估计帖子前面的内容都忘了差不多了,不过没关系,我们先来复习一下几个重要的概念,然后再聊聊反激拓扑,概念是最重要的,什么公式之类的没有什么必要硬记,知道大概有些什么公式就足够了,需要时再去翻资料或书,然而概念这个东西必须是要清楚的,需要年年讲月月讲天天讲然后就滚瓜烂熟了,记得我们老师的一句口头禅:概念性的错误一分都不给。
先看看电感,在开关合上时电感电流是怎么样的?对了,线性上升。这是最基本的必须清楚,大部分的拓扑都是硬开关,或者说是PWM信号驱动变压器或电感,此时电感电流都是线性上升的,知道了这点,对分析电路有很大的帮助的。
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| | | | | | | 再认识一下变压器,如下图,由左图没有磁芯或铁芯的变压器加上磁芯或铁芯得出右边的等效图,不考虑损耗则两者完全相同。副边的匝数为原边的10倍则副边的电压为原边的10倍,假设原边为10V则可知副边为100V,各位看看副边的电感量是原边的多少倍?即 L2 = ?L1。
副边开路,则原边可以看作为一个电感,通电后,原边的电流为 I = 10/L1*t,随着 t 的增大,原边最终趋于饱和。原边的电流产生的磁通与副边的磁通完全相同,而副边100V可以看作10个10 伏的线圈串联组成。
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| | | | | | | | | 如图,现在我们在副边接入负载,很显然此时原边和副边都有电流,电流方向如图所示。
如果此时我们突然将原边的电源断开会怎样?
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| | | | | | | | | | | 一旦断开原边,则副边立刻产生相反的电流以阻止磁通的变化(楞次定律),如下图所示,副边的反方向电流则会在原边产生感应电压,其感应电压的大小与匝比有关,符合变压器原理,其大小为:V = V2/n,这个 V = V2/n 便是所谓的反射电压,同时副边的电压跌落电流逐步减小。这个过程其实是反激的基本原理。
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| | | | | | | | | | | | | 我们来看一下反激的基本拓扑,如图,电路由供电电源、原边绕组、付边绕组、开关T1及整流二极管及滤波电容等组成。
T1 合上后,原边电流 Ip = 12V/L1*t, 而副边由于二极管是反向连接,因此副边相当于开路,就原边一个电感。这和287楼的图是一样的效果。
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| | | | | | | | | | | | | | | 我们将开关 T1断开,于是副边电压立刻变为上正下负(楞次定律),目的是阻止磁通的变化,于是副边的二极管导通,同时在原边产生感应电压,其感应电压的大小为:Vout/n
Vout:副边电压
n: 匝比
同时我们可以看出T1(MOS管)承受的反向电压为:
Vds = Vout/n + 12
这里的 Vout/n 便是所谓的反射电压
这和294楼的图的原理是一样的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 实际上MOS的DS之间是有电容的,因此原边的等效图是这样的:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 考虑到原边的漏感及杂散电容的存在,完整的原边等效图是这样的:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 漏感上的能量会在漏感及MOS管的Cds的电容上产生高频振荡,其频率约为数兆赫兹至十几兆赫兹,其振荡是骑在反射电压上的。
由此可见,高频振荡的幅值有时是相当大的,甚至可能高到击穿MOS管,因此我们需要尽量减小漏感以减小振荡的能量或降低振荡的幅值。但是从另一方面看,反激变压器的漏感和绕组的电容是一对矛盾,漏感小了则绕组电容(原边和副边的电容)必定会变大,于是共模干扰会大一些(共模干扰主要由MOS管的振荡产生,通过绕组的电容传到副边),因此需要在漏感和绕组的电容之间进行折中处理。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 作为一个简单的例子,555电路也可组成反激电源,如图所示,这个图看看就可以了没有必要深究,
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 为什么会觉得不能出来 0 呢?平时大多看到的都是市电供电的情况,因此到不了 0 ,而这个例子中的供电电压为12VDC,因此到振荡到 0 也正常。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是实际波形,可以看到振荡确实到 0
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这个按上面那个用 555 实际搭建的实物图。
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| | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 主题:142
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | | | | | 是的,有很多人说,为什么MOS管关断后又开通了,其实这不是开通,这是震荡后导致MOS管体二极管钳位了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个跟变压器匝比、感量、MOS管寄生电容有关吧,会影响到震荡的幅度、周期、震荡中心值的大小,跟AC/DS为什么有关系?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是反激,300楼的图,而且这个波形也只有反激是这样的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最原始的设计,产品用料还是不错的,性能不能好,是正常的
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| | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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- 主题:142
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- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | | 深有体会,10多年前做操作电源的时候,由于漆包线绕的变压器漏感大,尖峰有些高,为了降低漏感改铜带绕变压器,漏感及尖峰减小了好多,但发现配套的绝缘监察装置老复位。最后发现就是干扰的问题,解决办法还是改的变压器改励兹线绕后就没问题了,当然尖峰就只能通过别的方法解决了,记得变压器一般都是测量电感、漏感,我还专门增加了一条,测试原副边耦合电容。要求不能大于多少P。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 王版说的是,变压器除了测电感、漏感外,初次级的电容也很重要,但是漏感和这个电容此消彼长,因此只能折中处理。
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| | | | | 各位21世纪电源网论坛的朋友们,大家好,我是中星微的FAE,我们公司是主做锂电池保护的,包括单节、双节及多节的锂电池保护芯片,在业内也是被大家所熟悉的,今天在这里打个小广告,若打扰到您获取知识的体验,先说声对不起,倘若您眼下需要用到锂电池保护芯片或者想详细了解下锂电池保护芯片,欢迎来电来函以及来而不往非礼也之洽谈,梦想还是要有的,万一实现了呢,我的Q309521072,说你呢,别等了,加吧! |
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| | | | | 一口气看完了,lz篇幅宏大啊,有很多地方要回去琢磨。 希望继续 |
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| | | | | 谢谢前辈的分享,正在从头到尾看了一遍,下一步会边做笔记再看一遍。 |
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| | | | | 我是广州爱浦电子科技公司的工程师小李,感谢楼主的分享,希望楼主能给我们详细分析电源拓扑,对于我们研发模块电源的团队有很大帮助,最近我们公司的研发团队也遇到了这方面的问题,希望有志之士能提供建议,感谢各位。
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| | | | | | | 详细分析拓扑工作量巨大,并且涉及太多的波形图和公式等,着实有难度。对于你提到的研发中碰到的问题,我觉得比较好的办法是你将其详细描述,然后大家共同讨论,论坛上有不少高手经验非常丰富,应该会有不错的建议,另一方面经过实例讨论,相信大家都能有收获。
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| | | | | | | | | 能不能实际计算一个电源的所有过程,最好是反激拓扑的,理论讲了一大堆,但不有实例详细讲解一个,总感觉还处在概念上的水平。
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| | | | | | | | | | | 说得有道理,不过一方面论坛里反激设计的帖子很多,另一方面也是需要花些时间准备的,以后有空再补上。
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| | | | | | | | | | | | | 前辈,继续啊,看了一个上午,正来劲,结果戛然而止了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 不好意思,有时候比较懒。可写的东西太多,有空我会再继续。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这一个帖子看了整整一天,看到最后怎么这个帖子内容就突然中断了,还盼着楼主能继续更新,看的很带劲,即使是我这个不是做电源的都能看明白。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 原来感觉没什么人感兴趣因此停止更新,现在看来还是有必要继续更新。
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| | | | | | | 真是不好意思,耽搁了很长时间没有更新,容我整理一下思路尽快继续。
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| | | | | | | | | | | 好的,有这么多网友的认可和鼓励再不更新是说不过去的。
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| | | | | | | | | | | | | | | 深有感触,时间过得真快,一拖就是一年半,我也换了工作,现在从事LED灯具行业,工作比较忙,少有时间继续发帖。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我也是,8年换了3个厂,这个厂干了3年了,准备再干3年;
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前景好的话多干几年比较好,然后争取升个职,工资提一提,不也乐乎。
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| | | | | 意犹未尽呢,大哥,什么时候更新 一年都过去了 马上又要过年了 |
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| | | | | | | 汗颜啊,说好很快更新的,一拖又是这么长时间,只能再说一次啦,会尽快更新。
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| | | | | 感谢楼主辛苦码字,看了三天做了三天笔记,学习了很多非常感谢!! |
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| | | | | 虽然讲了很多,对大家帮助很多,但是我还是觉得 最好 买一本 精通开关电源设计 像这种经典的书,看看,讲的系统全面。
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| | | | | 一口气看完了,学到太多东西,不得不说楼主真是个好人,准备再读一遍,然后根据具体拓扑去详细得了解一下,也期待楼主给大家带来更多更优秀得帖子,让我们可以跟着楼主继续进步,感谢! |
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| | | | | 花了两天时间完整的看了一遍,学习到了很多东西,就是有一种意犹未尽的感觉,谢谢大佬,希望大佬继续更新 |
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| | | | | 这几天才看到这个帖子,写的好,学习和参考,很实用,希望楼主继续!加油! |
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| | | | | 感谢楼主分享,确实学到很多,也认识到很多以前没了解的知识点!
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