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| | | | | | | 用了TL494了,应该考虑同步整流,把另一路驱动也用上
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| | | | | | | | | 494用同步整流的话,外加反相器再驱动吗? 2个PWM各占50%占空比, 如果分开的话,占空比会不够的。
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| | | | | | | 是的,这板就没有优化。如果不用变 驱,用那种方法更省成本呢?
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| | | | | 应考虑,使用双驱动,实现交错BUCK更好,减少输出纹波及储能电容 |
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| | | | | | | 原先也是这样考虑,由于是客户在应用上要求不高,只要求有很好的过载能力和电机堵死(堵转的情况下)不损坏DC就可以,因此就用简单单路。
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| | | | | 用料:输入保险用45A插片保险,这个很重要,BUCK的MOS管击穿的话,输入输出值通,那是灾难性的结果。因此在功率大点的BUCK电路中多数采用TVS接在输出端作为过压或MOS损坏的情况下作为短路源,迫使输入保险丝烧断,。 尽管保险能切断。但在瞬间发生也可能其他末端负载有可能性的已经被损。因此非隔离BUCK这个短处是不可避免的。应用是应该考虑清楚。这个DC没有采用TVS。
芯片:494.很老的电压型电源芯片。有个优点,这个芯片的内部16 , 15脚电流比较器很出色。与1,2脚电压比较器混合一体3脚输出,如果你要多路应用,也可以在3脚输入外置环,这样就灵活了,比如做充电器,可以减少外部运算比较器。494,2路PWM各占50%,占空比。13脚H,L可以切环独立或合并输出。2路合并输出100%占空比。
MOS管:我采用100V140A的MOS管,也可以用60-80V内压。 尖峰是存在的,后面我再谈谈尖峰这么降低的问题。
镇流管:镇流管的耐压与MOS管一样意义。当然同步整流效率提高很明显,对大功率输出而言造价非常敏感。这里采用肖特基4060
电感,电感量计算,公式很多地方有,不再重复,我是用4条1.5mm2电磁线绕的。电感量为15UH。60A 390铁硅铝磁环。如果做满载600W长时间工作是有点小,应用条件上考虑我这里可以用小点,节约成本。
其次就是电解电容了。要求有点高,用H288类电解。
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| | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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| | | | | | | 我不是在炫耀谈论这个DC设计的好不好,这只是个适应产品商业需要,没有什么技术成分,只想分享给新人朋友,需要理解的朋友。还有对大家都面对的输出短路的可靠性,利用这个电路给大家分析短路保护的机制思路,起个参考意义。关键就在这个电流反馈变量环。
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| | | | | | | | | | | | | 能解释一下 这个短路是怎么实现的吗 反馈部分 没看懂
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| | | | | | | | | | | | | | | 楼上的朋友先别急着看懂反馈环:我们先谈谈短路保护的机制问题,再看反馈变量环就不难理解了。
普通开关电源最难做到是短路能长时间不坏,功耗要小,又要自恢复,很难。 除非用单片机控制能到达这个目的。LED电源市场很多驱动电源采用KA494集成电路,一旦短路时间稍长就炸机。原因就是短路时电流很高,开关损耗很大。电压虽然很低。但短路电阻越小,电流越大,超过设置限制电流点的许多。这样就引起各种不良因素,例如尖峰,开关功耗,整流管电流应力。这些现象比额度功率满载的条件更恶虐。
本例子就是为解决这个问题,利用最少原件的投入,达到最良的效果。无论电源功率多大,只要领会了这些要素。灵活运用。就可以达到短路不坏的效果。
本例是电压型平均电流型保护,我还有设计出电流型短路保护电路(以后再说)。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我们理想的短路保护:输出端短路时最好是关闭电源或减少很低的功率,当负载短路消失时,瞬间又能恢复。但硬件控制不好兼顾。短路时关闭是可以,但又难自恢复。要想要恢复,又难实现启动瞬间最大电流值。实现启动最大电流值,就很难实现短路能关闭或极小功耗功率,这些都是矛盾因素。 理顺了这些问题,可以设想设计目标。 :如果在电流达到设置最大保护值时,随电流(过流)增加,电压下降,但电压下降到设计值时。那么我可以采用减功率办法。把功率下降到10%,或更低。 这样一来,短路时电源不关闭,只要不关闭,就可以自恢复。
上面的电路工作机制就是这样设计的。此机最大负载时,输入最大功率700W, 短路时输入最大功率为75W-8W
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我以上图LM494保护电路为例来谈谈如何确保短路保护的稳定性,可靠性: 利用14脚Vf +5v经过R3 ,R4, R5 ,R26分压 并联光耦实现变量得到2种结果的电压给电流比较器作为参考电压,实现变流。
LM494的15 ,16 脚是内置电流比较器,15脚是反相脚,给个比较基准电压,从14脚Vf +5v经过R3 ,R4, R5 ,R26分压,计算值:5V/(470K+470K+470K+2K)
=5/1412k=0.003541A 15脚=0.003541A*2K=0.00708V(7.08mV) .只有16脚电压>7.08mV时,开始保护。
I1计算保护最小电流值:采用电阻R16 R17 0.001两只并=0.0005R, 0.00708v=I *0.0005R I=14A 也就是这个电路最小保护电流理论值是I1为14A。I2计算U1光耦导通时的保护电流值:光耦一旦导通,出输端的电阻在几百欧姆--10K欧姆变化。因此在这个分压电路上几乎可以不考虑他的电阻值(按10K计算)
5V/(470K+10K(光耦)+2K)=0.0103A 0.0103*2k=0.0206V 0.0206v=I *0.0005R I=14A I2 为41.5A,,
假如改变R4 R5 的电阻值为更大,那么 光耦的导通和不导通所产生的两种情况的I1 I2电流差距会更大。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | I2 为电源最高的电流限流保护设置值, I1为短路保护时的最设置值, 这只是设计时的理想化。也就是说电源正常最大负载可以加到41.A, 当出现短路时,最大电流41A马上变成14A或更小(只要加大R4 R5电阻值),这样就可以大大减少短路时的功率,就可以长时间短路,稳定性更好,
那么如何实现这个功能是我下面要讲的内容。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有了保护机制的设想,就要挖空心思去实现它。
困难:大家都知道短路保护容易,带满载载启动难,自恢复难。这就是这个电路仅仅增加8个元件完成的优点。尽管是LM494例子电路,如果用在别的芯片或运算比较器上都可以实现。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个431用法看不明白,楼主能不能详细介绍一下呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上图中有2块,红圈区域是变流采用的494电流比较器改变反相脚的比较参考电压,通过光耦输出端的导通与不导通来改变。
绿色圈区域的431为核心的几个元件是利用输出电压在恒流时,电压下降到低于431(2.5V+D4)时,光耦开始导通。实现了红色区域部分494电流比较器反相脚的参考电压最大值,也就是输出电流最大电流值。
注意:431下面为什么要有个D4稳压管呢?431本身的比较电位是2.5V,当限流后输出电压下降到小于2.5V时,431才开始导通,这样的话限流很深时(输出端接近短路)才开始关闭431光耦实现输出电流变小。一般的电源输出电压太低时已经是不适合终端负载的应用。因此用一个D4稳压管来垫高输出电压限流时下降的有效取值,我这个电路取值7.5V开始变流,(不过这个值取高点灵敏度跟高)。使电源输出电流变小。
在整个电源额定输出功率时(正常工作时),光耦输出端一直处在导通状态,只有遇到电源负载有过流或短路的情况下,输出电压降低,低于比较值(431 2.5V+D4稳压管),431关闭,光耦不导通, 494电流比较参考电压变低,输出电流变低。实现了输出短路时,开关电源输出电流变小,功率变小,实现安全有稳定的短路保护。(我的口号是灵活应用431,简洁又高效)
以上所描述的是实现短路保护的工作机理。那么又会出现了一个难缠的问题需要解决。下面继续分析。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 本帖,全部内容已经详细的介绍完毕。没有公式表达,也没有图片介绍。 用文字说明了整个电流保护的工作机理。
我想有些朋友没有仔细看贴,提出的是其他建议和问题。在这个贴里面只有简述介绍过载短路保护的降电流降功率的有效机制。在这方面,有关介绍内容书籍或设计例子很少。因此,我把我的设计的东西分享个大家,起码起个抛砖引玉的思路效果。希望大家支持。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 非常不错,码字辛苦了,说的挺好的,期待下一次的大作哦。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主的这个电路,迅速开关机是否能够成功启动?在第一次启动后c7充满电,此时关机后立即快速开机,是否因为c7来不及放电而保护掉?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | C7瞬间导通到充电,启动有输出,又马上放电,由电阻决定,时间不会很慢, |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | TL431的使用是以阳極為芯片的參考电压,REF和陰極的电位都以阳極电位為参考。电流是從陰極流向阳極。楼主圗中D5的TL431 是否接反了?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看tl431的原理结构,阳极a与阴极k有一个二极管的,楼主这样接是要用二极管压降么?另外tl431是控制脚大于2.5v导体,而不是小于2.5v导体,是我自己理解错了么? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | TL431的使用是以阳極為芯片的參考电压,REF和陰極的电位都以阳極电位為参考。电流是從陰極流向阳極。楼主圗中D5的TL431 是否接反了?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,你好!看了你的电路,电压及电流反馈电路设计的很新颖,对于短路自恢复的问题,可以利用494两路运放,一路做电压反馈,一路做电流反馈(电流取样电阻串联在输出正极的方式),短路电流可以做到150mA以下,且自恢复,还可以过载保护
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| | | | | | | 谢谢参与,因为没有朋友来参与,我都不好意思班门弄斧了。
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| | | | | 谢谢楼主分享 如果需要高频变压器制样 我希望能帮上忙 |
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| | | | | 既然原副边共地,干什么还用光耦,用TL494内部误差放大器不就行了么,呵呵 |
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| | | | | | | | | 我确实没有仔细看你的帖子,只看了你的电路。你就说电路上你信号地和输出地是不是共地的。是的,要什么光耦呀。
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| | | | | | | | | | | 光耦不一定用在隔离上,不隔离电路处理也是可以加于应用的啊,价格有便宜简单。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 都说完了,关于BUCK尖峰措施,这里不是主题就不说了,
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| | | | | | | 灵活使用LM431 或432,既不要供电源,原件又少。可以在各种电源外围辅助电路中使用,比如定温度保护和定温恢复。过欠压保护,完整性的设计也是保证质量的前提
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| | | | | 楼主我最近在做一个电流调节器12-36V输入,输出0-3A电流,输出端短路容易烧自举芯片,拆了C7就不会烧,电路应该如何改进 |
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| | | | | | | 你这个电路驱动自举应用上是错误的,自举驱动也有朋友不理解工作原理,拿来套用, 在电路中驱动IC的6脚VS 是接在桥臂的中点, 自举这个名词可以看出,需要把电位太高供上管驱动的能量, 需要在桥臂的下管先导通,把VS点的点位拉低到GND,15V就可以对自举电容充电了, 当下管关闭时,VS点的电位也随桥臂的中点电位一起升高,HO 与VS始终保持15V电位差, 对上管驱动能量。
楼主这个电路没有 下管, 这个下管是续流二极管, 不可能对地导通,因此就没有驱动能量充电条件, 电路能稀里糊涂的工作起来主要是MOS管有电源不规则电位差, 芯片6脚都没有接MOS S脚, 建立不起来对MOS的正常驱动, 在没有输出电容,L在开关的电位变化,有了电容,就迟缓,形成对MOS管的驱动偏向线性状态,损坏芯片的原因是芯片隔离内部元件的电位差电流超过元件的耐压。
因此,你这个电路BUCK用自举芯片驱动是错误的 ,
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| | | | | 您好,请问T1可以用光耦隔离代替吗?如果能代替的话,选型有什么要求呢?我的输入是30-95V。谢谢您~
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| | | | | 楼主的产品设计不错
对于短路保护,在前级做逐周期限流,是不是更容易实现一些
电流反馈速度快,不存在滞后问题
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