 |  | | | | 因为它是PFC，电流是跟踪电压的，有效电流可以单算，不和Ipk发生关系。比如你这个，有效电流=380Vdc*10A/220Vac/0.96效率=18Arms，八九不离十。
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|  | | | | | | 我也是这么算的，但是我现在有个比较大的问题就是算Ｉac的时候很大，计算如下：
假定η＝0.96, PF=0.99
Iindc=Po/(PF*η*Vin_min*(２^0.5 ) ) 线路平均电流 Iin_maxrms= Po/(PF*η*Vin_min ) 线路最大有效电流 Iin_max=lin_maxrms*(2^0.5) 线路最大电流 假定Krp=0.15, (CCM模式中，一般情况下，电感中的纹波电流为最大线路电流峰值的10%~20%,设定电流纹波系数Krp=ΔI/Iin_max) ΔI=Krp*Iin_max 纹波电流 IL_max=Iin_max+ΔI/2 电感中最大的电流 Iac_rms=(Iin_maxrms^2-Iindc^2)^0.5 电感ＡＣ有效值 （这个值很大, 我觉得不太对） 铜损： Ｐ=Iindc^2*R+Iac_rms^2 *R' (考虑集肤效应，如果用单根线，两层，Ｒ'就比Ｒ大了很多，如果Ｉac_rms还很大就不太正常了） 请问我上面计算Iac_rms和铜损公式对吗？
如果我只是用连续三角波来计算的就会得到以下 Iin_rms=(Io^2+(ΔI^2/12))^0.5 Iac_rms'=(Iin_rms^2-Io^2)^0.5 这个时候它就很小了 铜损： Ｐ=Io^2*R+Iac_rms'^2 *R' 我现在就卡在这里，请大神们分析分析原因，谢谢！
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| | | | | | | | | 你怎么算都应该差不多，之所以差别太大，多半是计算方法有误。
之所以说八九不离十，是说电感上的电流波形纹波比较大，还不完全等效输入电流，你可以等效为谐波较大，故而功率因数较低，上述算法再计入一个电感电流的功率因数即可。而这个问题对于连续模式的影响显著比临界模式轻微得多。
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| | | | | | | | | | | 版主，你可以分享一下你这块是怎么算的吗，如果按我上面的条件，纹波按5安，我想知道你算出来的AC电流是多少，谢谢！
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| | | | | | | | | | | | | 18A+八九不离十，最多20A。我一般不算，这个参数影响不大，只涉及载流密度的少量改变。
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| | | | | | | | | | | | | | | 你说的这个18安左右应该是电感的最大有效电流值，我是想算它单独Iac部分，因为我感觉当纹波比较大的时候，Iac部分对损耗还是有一定影响的，我就想看看大神们怎么计算这一块的～
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| | | | | | |  | | | | | | | | | | 有效值是均方根概念，其中的均就是平均的概念，没有最大有效电流值的说法，一般也不能从中剥离出其交流成分。
前面已经指出，这个纹波可以等效为谐波，故而影响功率因数，可以再计入一个小于1的系数来概化。
说到损耗，那是另外一个问题。纹波电流引起的损耗，需要靠高品质磁芯来化解。意思：如果你的磁芯已经是高品质的了，纹波的损耗不必特意考虑，一般CCM电感的磁损远小于铜损。临界模式的磁损因为电流纹波更显著才会更经常成为突出问题。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这是一个断续模式PFC电感电流波形，SABER仿真软件提供了一个交流成分有效值 AC Coupled RMS 的选项，或许是你想要的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对，就是你仿真的这个ＡＣ电流，要是有计算公式参考一下就好了……
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| | | | | 看看这个行不行，这个是反激式CCM的PFC，你要BOOST的，可以套里面的格式写。
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| | | | | | | 谢谢，不过我主要是想要算出来它Iac部分，我感觉我算出来的不太对，希望大神能把计算公式分享一下，谢谢
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| | | | | | | | | Iac_rms=(Iin_maxrms^2-Iindc^2)^0.5 这个看着不对。
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| | | | | | | | | 输入端最小电压是用这个公式
P=0.5* C ( V1^2 - V2^2 ) * f，还要用输入电容的保持时间
而不是用2^0.5 * Vimin
根据方均根的定义去求
我计算的结果是
Irms = [ D / 3 )* ( I2 + I1 ) ^2 -I2 * I1 ]^0.5
I2为梯形波的最高值， I1 为电流上升的初始电流值
当为三角波时，I1为0
有效值为Irms = I2 * ( D / 3)^0.5
看下对不对
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| | | | | | | | | 如果把高频 Iac_rms = 每个开关周期的纹波RMS电流加起来的话，可以这样算：
Vac=输入RMS值，Vo=PFC 输出电压，fs=开关频率，T=工频周期。
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| | | | | | | | | | | | | 这里考虑的是绝对的三角形的纹波，ΔI(t)= Vin(t)*D(t)*Ts/L ，不牵涉相对的Krp，和功率。Fs 当然不会是定值。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 是CCM啊。李版不明白LZ的疑惑。如图：
红线是电感电流，蓝色是它的平均值（理论是个正弦，属低频），绿色是红减蓝，即电感电流减去低频成份所剩下的高频三角形纹波成份，
LZ问的是，绿色的RMS值是几多？
就上面这个仿真例子，软件给出的RMS值是0.934A，我的公式算得是0.916A，应该可以吧。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大神你理解的是对的，我就是想要绿色那部分，只是我看你的图平均值很低，是用我上面的条件计算的吗，另外还几个问题存在疑惑
第一，就是你的电感取哪个位置的，是Ｉ=０Ａ时呢，还是Ｉ=IL_max时的电感？
第二，计算铜损的时候，AC部分，电流取ΔIripple_rms,那直流部分，电流是取Ｉdc＝Po/(PF*η*Vin_min* 2^0.5) 还是取Iin_maxrms？
第三，如果忽略ＡＣ部分，电感的有效值IL_maxrms=Iin_maxrms= Po/(PF*η*Vin_min*PF) ，如果不忽略， 电感有效值怎么计算？是不是 IL_maxrms=(Iin_maxrms^2+ ΔIripple_rms^2 )^0.5 ？
计算过程：
Vin_min=176VAC,Vin_max=264VAC, 输出Vo=380V, Io=１０A, 工作频率fs=40KHz, 拓扑：CCM-PFC, fp=50Hz, wp=2*3.14*fp , assume Krp=0.156
η＝0.96, Vd=0.5V, PF=0.99,Vout=Vo+Vd=380.5V
Vac_min(t)=2^0.5*Vin_min*sin(wp*t),DmaxIN(t)=(Vout1-Vac_min(t))/Vout1 ,
Po=Vout*Io=380.5V*10A=3805 W, Ｉdc＝Po/(PF*η*Vin_min*2^0.5)=16.085A, Iin_maxrms=Po/(PF*η*Vin_min*PF)=22.748A, Iin_max=Iin_maxrms*2^0.5, ΔI=Krp*2^0.5*Iin_maxrms=5A
IL_max=Iin_max+ΔI/2=2^0.5*Iin_maxrms+ΔI/2=34.679A, Ｄmax=(Vout - Vin_min*2^0.5)/Vout=0.346,
Lpmin= (Vin_min*2^0.5*Dmax)/ (ΔI*fs)=430 uH
ΔI(t)=(Vac_min(t)*DmaxIN(t))/(fs*Lpmin)
ΔIripple_rms=根据你上面的积分公式得到＝1.355A (这里不会输入积分公式）
IL_maxrms=(Iin_maxrms^2+ ΔIripple_rms^2)^0.5 ＝22.788A (这里是不是这样子算的）
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积分计算公式
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是用上面的条件计算的
电感是假设恒定的，如果需要电感随电流改变，也可以，麻烦些。
整个电感电流的有效值（包括高低频成份）就是 Sqrt(Iin_maxRMS^2 + ΔIripple_rms^2)，
计算铜损，低频的用Iin_maxRMS，高频的用ΔIripple_rms。
还有，输入176Vac时，最大的ΔIripple不在馒头波峰值处，在D=0.5处。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上貼更正了。推导的 ΔIripple 还是准确的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大神，你说到我的伤心事了，我之前看过一篇关于最大纹波发生在Ｄ=０.５处的，刚开始不还不太理解，后来理解了，结果那份资料我找不到了，也是计算ＣＣＭ-ＰＦＣ的，里面有一段话我还保留了，（The minimum value of the boost inductor is calculated based upon the acceptable ripple current, IRIPPLE, at a worst case duty cycle of 0.5， L_min=Vo*Da*(1-Da)/(Iripple*fs)）我记得好像是仙童的，可就是找不到，你那里有没有呢，要是有就上传一下，谢谢！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ti 的，在27页，
410584.pdf
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如果在馒头波峰点时， D>0.5，ΔI_max 就出现在馒头波峰点处，如果 D<0.5，ΔI_max 就出现在 D=0.5 处。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢，原来是Ti的，关于计算最小感量的公式我是一直存在疑问的，仙童的公式是Lpmin=２^0.5*Vin_min*Dmax/fs*Iripple, Ti的公式是Lpmin=Vout*Dmax*(1-Dmax),但是计算出来的结果却会差很多，不知道你有没有发现，还是我哪里搞错了。
当输入是85-264Vac时，此时Ｄmax>0.5, 故最大纹波电流出现在曼头波峰值处，
当输入是176-264Vac时，此时Ｄmax<0.5, 故最大纹波电流出现在Dmax=0.5处，把Ｄmax=0.5代入上两式结果差很多 (CCM,设定同样纹波电流，输出电压，工作频率，）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Fairchild和TI的两个公式不是等效的吗? 无分别的，
以输入176Vac为例，D=0.5时，即是输入电压瞬时值等于输出电压的一半时，也就是Vin=190V时 (或1.414*134.37Vac时）：
F的 ：190*0.5/(fs*Iripple) = 95/(fs*Iripple)
TI 的 ： 380*0.5*(1-0.5)/(fs*Iripple) = 95/(fs*Iripple)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看来我理解不太对，关于PFC纹波电流最大发生在输入电压为输出电压一半的时候，您能说明详细点，或者上传相关资料我看看，谢谢！
就像我上传的附件，它说最大值发生在２^0.5*Vout/3，我也是看不太明白它怎么计算出来的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | D = 1-Vin(t)/Vo , D=0.5时 -> Vin(t)= 0.5*Vo，即输入的瞬时值等于输出Vo的一半。
图里那个一时不知怎样算出来。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的这个我也是这么想的，只是我一直都 有疑问
Vin=Iripple*L/ton (Iripple为纹波电流峰峰值)
ton=D*Ts
Vo=Vin/(1-D)
联立三式,得
Iripple=Vin*D*Ts/Lp=Ts*Vin(1-Vin/Vo)/Lp=(（Ts/(Vo*Lp))*Vin*(Vo-Vin)
当Vin=Vo-Vin,也即Vin=Vo/2时,Vo*(Vo-Vin)取到最大值,前提是Ts,Vo,Lp都是固定的才行，可现实中Lp是不固定的，所以上面推导是不是真的有意义？
我是从直观上来看的，感觉在２^０.５*Ｖin_min这个位置上纹波最大，所以我一直都是用Lpmin=２^０.５*Ｖin_min*Dmax/(Iripple*fs), Dmax=(Vo-2^0.5*Vin_min)/Vo, 也许我是错的……。
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| | | | | | | | | | | | | | | 根本就不是CCM模式，这是临界连续模式
CCM有这个台阶的初始电流，梯形的
可以参照L6562，有设计参考
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| | | | | | | | | 这个有看过，这里是按平均电流计算的，你是觉得２２楼计算不对吗？
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| | | | | | | | | | | 我觉得2楼版主那样的最简便，
不过应该算最小电压下的最大输入电流
忽视效率
176^2 / 3800= Ri
因为电流跟随电压，所以电路按纯电阻算
输入有效值电流就是把电压缩小Ri倍的正弦电压
我说错误的是有人上传的那个单极PFC初级电流计算，漏洞百出的
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| | | | | | | 这个单级PFC公式推理漏洞百出的，里面显然有错误，比喻他用峰值电流 ipk = 2Po/ Vi , 只有在初始电流为0 ，也就是三角形波形的时候才成立
iavg = ipk * D , 这个也是有问题的
其实前面有朋友说电流跟踪电压，这个是很好的思路，顺着这个思路，先求出平均电流，这个平均电流的包络是个正弦，求出有效值比较容易了。
前面也有朋友说把三角形有效值相加，也是不对的，有效值不能直接加，是矢量
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| | | | | | | | | “前面也有朋友说把三角形有效值相加，也是不对的，有效值不能直接加，是矢量” - 是說我吧 ？
那積分公式，就是我說的“加” 。
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| | | | | | | | | | | 要加可以 ，离散处理，有效值的测量就是
Irms = [ ( 1/ T ) * （ E n = 1 --> n ） ( In ) ^ 2 ] ^ 0.5
E 是西格玛 求和
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| | | | | | | | | | | | | 这个意思吧，还要补上个T n。
像我用积分方法是一样的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我的In_rms的定义不包含Tn在内，如果包含了，那就不用加了，也不用除以 T 了。
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| | | | | | | | | | | | | | | 大神，你这个Ｔ是指开关频率周期还是工频周期，能写详细一点不，方便我们这些新人学习……
Ｔ取值如何定义,Ｔ=
Ｎ取值如何定义，Ｎ=
Ｔn表达式如何定义， Ｔn=
瞬时有效值如何定义， Ｉn_rms=
谢谢！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 给个例子，看图 ：
只限矩形，三角形和梯形的子波形。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 乘以T是不对的
iL(t)^2 就是了
我上面的公式离散化的，N取有限个值逼近就可以了，当N在一个周期中取值N--+∞的时候求极限
就是电流的平方对时间在一个周期内的积分值，这个不是
方均根值的标准形式吗？
对于任意波形都适用
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是说乘以T1, T2，T3等是不对的？ 不用乘 ？ 我说了，Irms的定义不同，Ip12*T1/T 就是第一个矩形的标准定义的RMS2。
如果39楼的 In 已是标准定义的RMS，又为何要除以T ？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | Layer 44 单就你这个公式应该是逼近公式，是成立的，上面的公式肯定是错误的，在Layer 40
如果是在T时间内分成N等分，N趋于无穷大
那么只要把N1，N2。。。N, 点对应的 Ip1 ，Ip2 , ... Ipn的平方和除以T ,再开方一定是这个波形的有效值
而且是任意波形都适用。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | “Ip1 ，Ip2 , ... Ipn的平方和 ” - 得到的单位是安培A2，
”除以T“ 后 - 单位是A2/秒，
“再开方” - 单位是A/秒0.5 ，这如何理解 ？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大师，你上面L40，L44两个公式是正确的
用有效值定义，做分段积分就是那样的形式，对应分段函数，有效值就是那样的
我昨天就说了，你L44的公式是正确的
我在上面写的那个公式，1 / T , 应该是 1/ n
Irms = [ ( 1/ n ) * （ E n = 1 --> n ） ( In ) ^ 2 ] ^ 0.5
我没有仔细去推导这个公式，只是凭记忆写的，
在0 --> T时间内 ，分成n等份，每份∆ T,
那么 ∆ T / T = 1 / n ,
我写的上面的公式适合微机处理，是个离散式
在T时间内，定时采电流n次电流
[ ( I1^2 + I2^2 + 。。+ In^2 ) / n ]^0.5 = Irms ，适合测量领域的任意波形
你上面的那个公式非常适合分段函数的波形，适合分析计算
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无标题.jpg
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有效值离散化
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| | | | | 一般不连续模式是输入有效电流，连续模式要考虑高频有效电流
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