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 |  | | | | 第一种电路如图1(a)，根据正激、反激的临界增益特性曲线绘图如下： 图2 正激、反激增益曲线对比 如图2所示，在相同占空比下反激的临界曲线位于正激之上，说明正激电路始终工作于DCM模式无论参数如何设置。一般正激电路希望工作在CCM模式所以选用图1(b)这种电路通过改变匝比来实现正激电路的CCM模式： 图3 不同匝比增益曲线对比 如图3如果将正激的次级匝数设为反激的2倍则在占空0.5以下可实现反激DCM正激CCM。
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| | | | | | | 正激、反激两种电路组合到一起后二者的特性也会被保留了下来，CCM的正激决定了输出电压，输出电压及反激匝比决定了反射电压，相对于普通反激这种组合式电路的反射电压更高（图3例子中为2倍关系），想要降反射电压只能降低占空比见下图： 图4 占空比与匝比及反射电压的关系 图4中最大占空比设置为0.5时反射电压=输入电压=300V，预设反射电压为100V则最大占空比不能超过0.25（其中kfb表示正激的次级匝数与反激的次级匝数之比）。 反射电压的设置可以参考下图： 图5 钳位电压、反射电压之比与漏感损耗的关系 一般参考资料会建议钳位电压与反射电压之比>1.3倍，如果取1.3则MOS管的Vds=Vin+(1+1.3)*Vor=300+230=530（适用600V的MOS管），但在正反激应用中取Vor=100V时最大占空比不能超过0.25，估计这个原因限制了这种正反激电路的应用。 |
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| |  | | | | | | | 问题放到后面再解决，先分析电感量的设计。励磁电感和续流电感的大小将会影响正激和反激在电路所占的功率份额。 反激电路因工作于DCM模式所以只要知道占空比和开关周期就能列出感量与能量的关系，再由总功率减去反激功率得出正激电路所需处理的功率，最后由电流纹波率算出续流电感的大小，具体计算过程如下： 分别取反激功率比重20%，40%，50%绘制出电流波形如下： 图6 不同比例的正、反激电流波形 |
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| | | |  | | | | | | | 可以结合图1的(a)、(b)两个电路使正、反激共用输出绕组以提高线圈的利用率（正激、反激分时复用）。 图7正、反激共用输出绕组电路 图7电路多用了一个续流二极管，如果占空比大于50%可以省掉这个二极管，是否还有其它结构能少用二极管的？
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| | | | | | | 都是CCM是不可能了。
硬盘里收集了这种，都是DCM：
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| | | | | | | | | 看三楼的图3，在两条曲线相交处确实可以双CCM，不过实际应用中不大可能一直工作在那个点上。
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| | | | | | | | | 发现这种电路可以都工作于CCM模式，而且可以省掉输出的续流二极管。
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| | | | | 之前讨论的正反激组合电路是输出并联组合，还有一种是输出串联组合的，仿真发现这种串联组合不仅可以正激、反激同时工作于CCM模式并且正激电路可以省去续流二极管，电路如下： 图2-1 输出串联正、反激组合电路 为方便分析初级采用双管驱动（钳位电压等于输入电压）。 |
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| | | | | | | 不同参数下的电流波形如下，其中右图是加有续流二极管的： 图2-2 串流模式不同参数下的电流波形
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| | | | | | | 5楼的图给错了，那续流二极管原本是不存在的，就像现在这个，但输出不还是并联么？
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| | | | | | | | | 等效电路您看一下：
图2-3 输出正反激串联组合等效电路 为简化分析变压器的匝比设置为1:1，其中黄色的二极管在不同设计参数下有选择的使用。
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| | | | | | | | | | | | | 图2-1电路中反激电流要经正激的续流电感到负载，我是从电感的角度理解，从某时刻起两个电感（Lm，Lo）处于串联状态向负载释放能量。
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| | | | | | | | | | | 从图2-2可见输出串联的正反激组合电路在CCM模式下也分为两种情况， 第一种情况， 图2-4-1 情况1励磁电流大于续流电流 对应的电流波形如下： 图2-4-2 情况1电流波形 上图中三个区域分别对应图2-4-1中的三个电路。
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| | | | | | | | | | | | | 第二种情况， 图2-4-3 情况2励磁电流小于续流电流 对应的电流波形如下： 图2-4-4情况2电流波形 同样三个区域对应图2-4-3的三个电路。
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| | | | | | | | | | | | | | | 功率、输出电压和电路参数不变，占空比分别为0.15、0.25、0.35时的电流波形如下（Lm=400uH，Lo=200uH）： 图2-4-5 恒功等压输出不同占空比电流波形 如图所示两种工作状态之间有个过渡状态（或称临界状态），临界占空比与两个电感的比值有关： 图2-4-6 临界占空比与电感的关系 进一步得出了包含三种工作状态的直流增益特性曲线： 图2-4-7 输出串联正反激直流增益特性曲线 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | Vo=2*D*Vin exactly or approximately ? .  (n1,n2=1)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是 approximately 的，有一点差别，公式还没有整理好（目前用的root求解的），仿真和计算结果如下：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 方程经整理简化后得到临界占空比方程： 直流增益包含两部分，在临界占空比处切换，方程如下： |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个是Lm/Lo=2。（Vin=300V，0.25占空比时Vo=150V，Lm=400uH，开关频率100kHz，所有匝比1）
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个人认为Lm/Lo>2比较好（Lm为折算到次级的感量）。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请教一下，这个探讨主要是针对多大功率和什么输入输出条件啊？
在我看来：功率小直接反激，省掉Lo；功率高一点硬半桥也不比这个贵，深度CCM或者功率密度比这个还高？
带前级稳压，而且输出电压范围窄的应用，LLC半桥功率密度更大；有一些场合，正激有源钳位也不一定就比这个拓扑差劲啊
不知可否指教，在哪种场合您认为这个拓扑具有优势？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可以认为是一个正激电路，变压器比较小的正激（变压器按反激设计），Ton时刻正激、反激并联，Toff时刻正激反激串联。
具体有哪些优势还没有仔细分析过，不过有一个较特别的地方，如果工作在占空比0.5时刻，输出为零纹波可以去掉输出滤波电容的。
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输入电流有纹波，感觉这种电路就是半桥实现全桥的效果（由反激实现的另一半桥）。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 并没有  ，如果是真正的全桥就是直通的效果没有纹波，可惜这里的是“伪”全桥，前50%占空比输入电流放大2倍，后50%占空比输入电流为零。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 23楼那个Gdc_dcm有点formidable，有无仿真验证过？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是发觉公式有点问题，D_bcm经过把弄几个参数，可以是=0.5，但Gdc_dcm/bcm是不允许D=0.5的，singular point？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 临界公式已修正在20和23楼，随着Lm/Lo比值的增大临界占空比无限接近0.5。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果Lm=Lo , 又或Lm<Lo，这些将会是 ....
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果Lm≤Lo说明临界占空比≤0，换言之Don≥临界占空比，那么电路始终工作在第一种情况，为图23的红色Go1(t)增益曲线。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 也就是Lm≤Lo时，全程CCM。Lm>Lo 时，不可能全程DCM。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是这样子，我假设电路始终工作在CCM模式下的，在CCM模式下又分为第一种情况、“临界”、第二种情况，Lm/Lo决定了“临界”模式的位置。(13楼的图2-2是仿真波形)
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