6.补偿策略
在手上有完整的Type3传递函数的情况下,我们可根据我们想要稳定的转换器的功率级响应来想出一种补偿策略。我们有几种选择来获得这一响应。我们可以用Mathcad®和我们给出的解析表达式(1)来计算它,也可在工作台上计算它。对于后一个选择,我们需要一个可以工作的硬件。另一个可行的选择是图7所示的SIMPLIS®仿真电路。
图7:该简单的闭环ACF模板使用演示版本元素
从这些图中可提取出如下信息:30kHz的幅值衰减约为11.8dB,而该频率的相位滞后达到133°。有了这些数据,补偿策略如下:1. 将双零点置于略低于以8.7千赫计算的输出滤波器谐振。通常情况下,如果转换器在DCM下转换,您可把一个零点置于谐振处,另一个置于更低频率处。这确保了在轻负载条件下好的相位裕度。在本例中,自驱动同步整流器将确保即使在空载时以CCM运行。
图8:开关波形确定了工作点,而小信号响应给出了稳定过程所需的信息
2. 将极点置于开关频率的一半或250kHz。
3. 考虑60°的相位裕度目标参考文献[6],评估必要的相位升压。 该值确认需要Type3补偿器,因为90°是Type2的最大限值。
4. 补偿器将级联两个零点和两个极点。如果忽略原点贡献的极点,这些极点/零点对产生的相位升压是:
双零点和第二极点fp2已确定。确定fp1位置的感兴趣的角度是:
因此,我们需要定位第二极点,使相位升压等于105°:
5. 通过Mathcad®表单参考文献[2]计算的归一化器件值得到如下结果:R2为390 Ω (CTR = 1),C1 = 100 nF,C2 =22 nF,R3 = 27 Ω,C3 = 22 nF。
在30千赫左右处交越说明是快速运算放大器,其自身的响应将不会影响您想构建的Type3的波形。参考文献[9]解释了选择不当的运算放大器如何影响最终补偿器的性能,严重降低相位裕度。在本例中,我们选择了一个TLV271,最初的Type3相位和幅值响应没有受此电路的影响。另外,还要注意光耦合器对补偿器响应的影响。PS2801是经典的dc-dc转换器。如前所述,基于并联的反馈路径施加合理的集电极电流和调节发射极电压,仿照类似于级联的架构:考虑到接近恒定的Vce电压,米勒效应大大降低,自然地将光耦极点转到更高的频率。然而在30千赫处的交越频率,它仍可获得预期的相位裕度,我们已通过把一个简单的电容器与RLED并联去补偿它,如图6所示。 我们现在可绘制环路增益T(s),并核对裕度。图9显示了用Mathcad®绘制的环路增益。验证了理论上的30 kHz交越频率,以及期望的60°相位裕度。
图9:环路增益验证所选的交越频率及正确的相位裕度
7.最终电路
图10显示了一次侧原理图,二次侧原理图如图11所示。NCP1566集成所有必要的特性,以构建强固和高能效的有源钳位转换器。
图10:一次侧使用了专为有源钳位转换器NCP1566设计的控制器
该器件集成各种保护和自适应死区时间,提高电路轻载能效。板载高压电流源确保启动序列并动态自供电(DSS):如果辅助绕组需要时间供应控制器,则DSS向IC提供能量,直到辅助电压累积并关断电流源。当在轻载或空载条件下跳过周期时,考虑到非常窄的脉冲,辅助绕组可能会损坏。DSS将在该模式下自动激活,为控制器自供电。
图11:二次侧应用两个运算放大器和一个电压基准
电源级使用Payton的平面变压器,通过一对自驱动同步整流器输入输出电感。由于一次侧延长的退磁周期,有源钳位正激转换器能够很好地直接驱动这些晶体管:二次侧的驱动电压在关断期间100%存在,并确保这些电压控制整流器的平稳运行。这不是经典的正激,经典的正激是当主电感退磁时,NVin电压从二次侧消失。
环路围绕两个运算放大器构建。第一个U4用于Type3补偿器,而U5驱动LED,很好地抑制了与Vout的电流相互作用(没有快速通道问题)。请注意,补偿值与计算出的值稍有不同,这是与这些dc-dc模块相关的困难之处。我们的计算仅处理小信号响应,并且当分量值被插入转换器中,环路如预期般稳定。然而,采用这些转换器还有问题,即Vout在通电时如何升高。上升必须是单调的,没有双斜率。这是个大信号运行,直到Vout稳定到其调节值为止。在此期间,很难预测各个电容器如何充电以及它们如何影响输出电压升高。施加单调启动的一种方式是经由R14和C6软启动二次侧参考电压U3。一旦转换器启动,C37两端的辅助电压迅速上升(C37需是小电容),并且通过C6上的低电压,它施加运算放大器U4以率先迫使Vout跟随C6的指数充电。在这种情况下,一次侧软启动持续时间被减少,以限制半导体上的应力,但必须限于这种作用,否则这两个软启动过程(一次侧和二次侧)可以对抗和扭曲输出电压上升。一些调整是必要的。
8.回路测量
图11中的电路显示了10-Ω电阻(R2)与电压检测分压器的上电阻串联。这种电阻在正常工作中保持回路关闭,不影响调节,因为它的值很低。通过将变压器连接到此电阻上,如图12所示,可以获得转换器的开环传递函数,而无需物理开环。这种技术是Middlebrook博士于70年代开创的,在参考文献[10]中有详细的描述。
图12:10Ω电阻让您扫描转换器并获得传递函数选择
我建议在原型阶段加入此电阻,用两条简单的线来连接探头。当您处理布满小器件的多层印刷电路板时,此时板已装配回,您已无法再做更多改动。切割电线以插入小电阻并随后将探头连接到其上是复杂和危险的。在布板阶段可以更容易和更轻松地附加这些额外的焊盘。
图13:测量验证了30 kHz交越及足够的相位裕度,并显示了前端EMI滤波器引起的毛刺。
9.总结
本文介绍了一种用于电压模式控制的有源钳位正激转换器的补偿策略。将仿真和数学求解器等工具结合,是实现设计和理解每个元素作用的最佳方法。而补偿策略则可被视为对器件的可变性补偿,之后通过工作台测量来验证。一旦该模型被认为与在硬件中表现一致,则必须在仿真环境中清除这些影响因素,以确保它们被所采用的补偿方案完全中和。
参考文献
1.C. Basso, The Small-Signal Model Of An Active-ClampForward Converter (Parts 1 to 3), www.How2Power.com, March 2014
3.G. Stojcic, F. Lee and S. Hiti, Small-SignalCharacterization of Active-Clamp PWM Converters, VPEC 1995, pp. 237-245
4.D. Dalal, L. Woofford, Novel Control IC forSingle-Ended Active-Clamp Converters, HFPFC’95 Conf. Proc., pp. 136-146, 1995
5.Q. Li, F. Lee, M. Jovanović, Design Considerations ofTransformer Dc Bias of Forward Converter with Active-Clamp Reset, Applied PowerElectronics Conference Conf. Proc., pp. 553-559, March 14-18, 1998
6.C. Basso, Switch-Mode Power Supplies: SPICE Simulationsand Practical Designs, McGraw-Hill, New-York 2014
7.C. Basso, Practical Implementation of Loop Control inPower Converter, Professional Seminar, Applied Power Electronics Conference,Charlotte (NC), 2015
8.C. Basso, Linear Circuit Transfer Function: A TutorialIntroduction to Fast Analytical Techniques, Wiley IEEE Press, May 2016
9.C. Basso, Understanding Op Amp Dynamic Response In A Type2 Compensator, www.how2power.com, January and February 2017 newsletters.
10.C. Basso, Designing Control Loops for Linear andSwitching Power Supplies: a Tutorial Guide, Artech House, 2012
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