 |  | | | | 有人说,穿越频率设定在开关频率的1/2以下,为什么这样设定呢? 这样做的目的是 ?? |
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| | | | | 信号采样理论认为低于信号频率的一半,信号就不会被正确的采取. 实际上Fco受其它因素影响往往在Fsw/20左右. |
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|  | | | | 请问：这里哪个是被采样信号？哪个是采样？按照你的频率大小上的解释，开关是采样，Fco是被采样的信号，这样一来，就有点糊涂了。另外，应该是采样频率必须是信号最高频率的2倍或以上，信号频谱就不会重叠。信号才不失真。你是不是说反了。 |
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| | | | | | | 开关频率被采样就会出现环路不稳.<Fco是被采样的. |
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| |  | | | | | | | 你好，我有两点疑问，请帮忙解答：频率是否被采样是取决于>fco还是大于一半采样频率呢？
因为提到说<fco是被采样的，我们希望开关频率不被采样，那保证采fsw>fco是不是就足够了呢？我是这么理解的：按照采样定理，采样频率为fsw，那么采样频率必然等于开关频率，按照采样定理这样不是必然不被采样的吗？
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| | | | | | | 楼主，我还是感觉很困惑，能不能用你的理解给我解释下，首先，开关信号是不是滤波之后剩下的？？开关信号为什么和误差信号是采样的关系？我感觉是混叠啊。最后，为什么开关信号是采样信号？？？ |
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| | | | | 环路的穿越频率理论上要小于开关频率的1/2（一般都设置小于1/5以上），这样开关频率就不会对环路产生干扰，因为在开关频率处环路增益已经小于0db，反馈后衰减。 |
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| | | | | | | 为什么要将开关频率处滤掉？还有滤波器的增益波形为什么会是先-1下降,在水平，在-1下降。穿越频率之前为什么要-1下降 |
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| | | | | | | 我看的资料写的是：穿越频率一般选择为开关频率的1/5~1/10。 |
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| | | | | | | | | 好久以前的帖子了，按香农采样定理理解就可以了：
采样频率（PWM开关频率）至少是信号频率（fc频率以内的信号为有用信号）的2倍，方能复原有用信号，工程上一般取4～10倍。
故fc是fsw的1/4～1/10. |
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| | | | | | | | | | | 为什么PWM开关频率是采样频率呢？如果是模拟控制，opamp理论上应该是接受了全频率的信号吧？ |
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| | | | | | | | | | | | | 是我孤陋寡闻了，Ridley和Dragan都在他们的资料写了SMPS是sample-data system |
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| | | | | | | | | | | | | | | Dr. Ray就是用[size=13.63636302947998px]sample-data理论解释了峰值电流模式1/2开关频率处的次谐波震荡 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 因为之前看到Ridley的那篇论文里说current mode可以用sample-data system来分析，voltage mode并不需要，所以就留下了这个映像。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 在理解sampled-data model的基础上，推荐一篇paper “Small-Signal Laplace-Domain Analysis of Uniformly-Sampled Pulse-Width Modulators, David M. Van de Sype” 见附件，进一步诠释了两者（fc 和 fsw即fs即f_sampling）之间多少倍的关系会对系统闭环控制产生多少倍Tsw时间的延迟，他把各种modulation方式的sampled-data system的small-signal model都推导出来了，比如trailing-edge, leading-edge, triangular(symmetric on/off time) 等
Small-Signal Laplace-Domain Analysis of Uniformly-Sampled Pulse-Width Modulators.pdf
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| | | | | | | | | | | | | Opamp相当于信号调理电路，PWM modulater相当于ADC，MOS开关与储能元件相当于DAC |
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| | | | | | | 下图分别是115Vac、230Vac满载时的增益相位曲线。大家评说一下，这个会不会发生量产问题？为什么？
忘记说了，是反激，开关频率65KHz。
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| | | | | | | | | 应该属于正常现象，对反击而言，相同负载条件下，高压输入时的带宽要比低压输入时高那么一点。 |
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| | | | | | | | | | | 相位有没有问题？100Hz~2KHz范围内的相位，是否太大了？
量产了很久，没有问题。年前，431换成另外厂商的料，发生230Vac无法满载开机（115Vac可以），不良率约5%。不良品机台换成原来的431就OK。
另外的方案是改431 RC补偿支路的R值。
原始设计R取51K（C取10nF），将R取值改为1K，不良品机台也OK。区别是100Hz~2KHz范围内的相位小了很多。穿越频率略有降低，但还在1KHz以上。 |
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| | | | | | | | | | | | | 1。楼上的相位是没有问题的，并且相当好
2。不同厂家的431，在相同偏置电流Ibias下，DC gain是不一样的（我猜测这可能其影响Coverter动态起机性能的一个原因）
3。431上面串RC构成的Type II有个小缺点，R不仅改变补偿网络零点的位置，还会改变Mid-Band Gain,简化传函表达式为：
G(s)=k*R*（1+RC/s）/（1+wp*s）
当R由51k降到1k时，Mid-band gain整体下移约30db，（导致带宽变窄），补偿零点由原来的312Hz，移到15kHz，[size=13.63636302947998px]100Hz~2KHz范围内已经没有零点了，故相位会下降很多。
4.回到开不了机的问题，由于开机时，431处于饱和状态，并没有形成有效的"闭环"，分析起来颇为费劲。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 此外，根据我个人的小经验，带宽越窄，越容易起机（尤其是带容性负载时），着实令人费解。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 个人猜测：
带宽越窄，相应的补偿器的增益就越低。在起机过程中，由于Vref-Vout值为最大，所以补偿器易饱和。在Vref-Vout逐渐减小的过程中，如果补偿器的增益很大，输出依然处于饱和阶段，所以在这段时间内转换器在尽全力吸收电能，导致（转换器连接的）电源过流。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 教科书说Gain Margin -20dB以上、Phase Margin大于45度。
就说Phase Margin，大于45度，90度、100度、120度、135度更好吗？Phase大，意味着什么，越大越好吗？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | [size=13.63636302947998px]教科书说Gain Margin -20dB以上、Phase Margin大于45度。
教科书上说的这句话是针对所有的自动控制系统而言的，是在系统的动态与静态性能之间寻求一个折中。
1.Gain Magin -20db（越负越好）是出于滤除系统的高频噪声的角度考虑的；
2.Phase与Phase margin是两个不同的概念，一般只看Phase Pargin（PM）就可以了，PM太小了系统容易进入不稳定的状态，且会产生较大的过冲（典型表现为启动、Dynamic Load时产生的undershoot与Overshoot）；若PM太大，则会使系统反应变得迟钝（典型表现为[size=13.63636302947998px]启动、Dynamic Load时调整时间被拉长）；
3.开关电源从基准到输出的闭环传函接近二阶系统（和典型的LRC串联电路的传函特性类似）理想情况下，PM超过90°时系统几乎不会有过冲，但是反应很迟钝，PM=45°时约产生25%的过冲（注意：有些电源系统是不允许输出有太大过冲的）
4.综合考虑，对开关电源系统而言，PM取55°～85°是比较合适的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 回到16楼看测试结果，100Hz~2KHz范围内的相位。是否偏大？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那个Gain Margin为什么要在20db以下，大神讲解一下！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于第三点，我再准确化点，45°的phase margin大概会产生31%的overshoot，如下图：
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 真有31%这么大？ 觉得这公式有问题， γ1=π/2 (90度）时竟然有16% overshoot ? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个计算公式我仿真验证过，只要是合理的PM范围内，就是说取值不要太边界（比如说都小于10%或者大于90%的overshoot了 这就太边界了），计算准确度还是可以的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个公式是针对反激的吗？用正激验证时发现了一有趣的现象，相位余量不能单看穿越频率处还要看穿越频率前（资料中提到的条件稳定）
上面都是20kHz穿越频率45度相位余量，“条件稳定”不同，根据仿真结果相位余量应参考穿越频率前的最小相位，再将相位余量设置成90度
这种现象在反激电路应当是不存在的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个公式是针对二阶系统的，因为大多数情况下，开关电源闭环传函特性与二阶系统特性十分近似，可近似看成二阶系统，
所以可以用标准二阶系统的结论来分析研究converter的闭环响应行为。
但是如果说因为环路设计或者某些特殊converter自身power stage传函比较特殊的原因，使其和二阶系统的特性（可从open loop bode plot上看出）差异甚大，比如你对比临界稳定时候弄出来的那个bode图 显然是和标准二阶系统的bode图差异较大的，那如果再去用二阶系统的结论（就是我贴出来的那个公式）自然就会有比较大的计算偏差了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 37楼的和47楼的，都是T/(1+T) 的step input response 吧，那50楼的和这个有什么关系 ？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 50楼的关系是：根据open loop bode plot是可以用来判定系统阶次的，比如是否可近似成二阶系统来看待
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 觉得50楼的不是T/(1+T)的，故有此一问。47楼的公式是如何推导出来的？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1，只是用来判定系统阶次，不需要闭环传函，看开环传函即可近似判定系统阶次了。另外补充一句，T/(1+T)是针对单位反馈才对，否则闭环传函公式还要乘以一个1/H，即应为G/(1+GH)。
2，大于二阶以上系统是无法推导出时频域指标直接的解析关系式的，所以说这个公式不是推导出来的，是经过对大量系统进行研究之后，拟合出的一个近似估算公式。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不必判断，就是一样的。
对于一个真实的物理系统，其闭环传函必然存在分母阶次不低于分子阶次，而分母阶次可直接由GH即open loop gain也即开环传函来判定。所以自然闭环系统也同样是这个阶次了。
对了，我不妨给出一个开放性问题，大家可以思考下：一个n阶开环系统，把它闭环起来，会变成不是n阶系统吗？如果有，请举例。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好吧，就拿单位反馈来说吧，
闭环分母阶次，如何从开环传函来判定？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 当然，前提是单位反馈（其实就是把环路那根线断开和不断开的对比），否则若是引入反馈传函H(s)，自然通过反馈可以变成什么阶数都行。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 37楼的出处是 Erickson Chapter 9 讲的把 T(s) 近似成 2nd Order ，然后根据PM，算出Overshoot，例如45度，OS=25%，留意这个OS不是负载突变时输出的过冲，
究竟47楼的是和这个相关，还是指负载突变时输出的过冲？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我没理解错，37楼的第三点是指参考电压阶跃时，输出电压的overshoot ?
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