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| | | | | | | | | 因该电源是公司产品的一个配套使用,且各项指标都不是要求太高,故选用最常用的反激拓扑,这样既可以减小体积(给的体积不算大),还能降低成本,一举双的!
反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器,只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器,从而实现输入与输出电气隔离的一种方式,因此,反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
先学习下Buck-Boost变换器
工作原理简单介绍下
1.在管子打开的时候,二极管D1反向偏置关断,电流is流过电感L,电感电流iL线性上升,储存能量!
2.当管子关断时,电感电流不能突变,电感两端电压反向为上负下正,二极管D1正向偏置开通!给电容C充电及负载提供能量!
3.接着开始下个周期!
从上面工作可以看出,Buck-Boost变换器是先储能再释放能量,VS不直接向输出提供能量,而是管子打开时,把能量储存在电感,管子关断时,电感向输出提供能量!
根据电流的流向,可以看出上边输出电压为负输出!
根据伏秒法则
vin*ton=vout*toff
ton=T*D
toff=T*(1-D)
代入上式得
vin*D=vout*(1-D)
得到输出电压和占空比的关系vout=vin*D/(1-D)
看下主要工作波形
从波形图上可以看出,晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo(也就是vin+vout);
再看最后一个图,电感电流始终没有降到0,所以这种工作模式为电流连续模式(ccm模式)。
如果再此状态下把电感的电感量减小,减到一定条件下,会出现这个波形!
从上图可以看出,电感电流始终降到0后再到最大,所以这种模式叫不连续模式(DCM模式)。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器!
还是和上边一样,先把原理大概讲下:
1.开关开通,变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升,储存能量。变压器初级感应电压到次级,次级二极管D反向偏置关断。
2.开关关断,初级电流被关断,由于电感电流不能突变,电感电压反向(为上负下正),变压器初级感应到次级,次级二极管正向偏置导通,给C充电和向负载提供能量!
3.开始下个周期。以上假设C的容量足够大,在二极管关断期间(开关开通期间)给负载提供能量! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 顶你,兄弟,不过网名取的不够特点,搞个响亮的,就叫老梁头也无所谓呀。
你这个的写的方法和yuyang有点一样 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈哈哈,老梁头就是俺,yuyang是谁,等下看看他的大作!本来想着写简单些的,但一想默默和你们的支持,就把反激的讲的详细点吧。省了另外开贴了!哈哈 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | yuguang,名字我写错了哈,是yuguang这位。他在讲反激和PFC。
不知道他看得到这个帖子没,其实我一直想看看他对谐波的理解和怎么对付谐波。但是看到现在好像没什么。特别是谐波产生的物理原因,基于半导体分析的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大力兄,你的期望的理解,我真的不懂,理解不上去,您再问问高人吧,呵呵 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | ,你理解错了。我是想看你继续分析下去,能否分析的更深一些。当然那需要找很多资料。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 和老梁头有相似的叙事手法,关于这点我很荣幸,呵呵! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哪有呀,您说笑了,如谈及模仿,那我们又同时在模仿谁?
您的帖子我仔细看了,学到不少东西,无论是您的论述方式还是内容;
语言很精美,思路一步步环环相扣,清楚明白,叙述很流畅;
尤其结合自己的调试和波形来讲述,真的相当的好!
我是说真的!! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈,不和你客套了。我是个直人,比喜欢来回客套。以后咱们大家利用21世纪电源网这个平台相互学习! |
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| | | | | | | | | | | 基本拓扑和反激最接近的是boost,开关管位置和二极管位置、方向都不动,只把boost电感换变压器就是反激了 |
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| | | | | | | 咱先看下在理想情况下的VDS波形
上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态!
从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成,VIN大家可以理解是输入电压,那VF呢?
这里我们引出一个反激的重要参数:反射电压即VF,指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),(因分析的是理想情况,这里我们忽略了整流管的管压降,实际是要考虑进去的)
式中VF为反射电压;
VOUT为输出电压;
NS为次级匝数;
NP为初级匝数。
比如,一个反激变换器的匝比为NP:NS=6:1,输出电压为12V,那么可以求出反射电压VF=12/(1/6)=72V。
上边是一个连续模式(CCM模式)的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式(DCM模式)的理想工作波形
从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成,只不过有一段时间VF为0,这段时候是初级电流降为0,次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式(CCM)还是非连续模式(DCM)?
是看初级电感电流是否降到0为分界点吗,NO,反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的,而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示
从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零,就是连续模式(CCM);
只要初级电流和次级电流同时为零,便是不连续模式(DCM);
介于这俩之间的是过度模式,也叫临界模式(CRM)。
以上说的都是理想情况,但实际应用中变压器是存在漏感的(漏感的能量是不会耦合到次级的),MOS管也不是理想的开关,还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感,使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。类似于下图
这个图是一个48V入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰,我用的200V的MOS,尖峰到了196了。这是尖峰是由于漏感造成的,上边说到漏感的能量不能耦合到次级,那么MOS关断的时候,漏感电流也不能突变,所以会产生个很高的感应电动势,因无法耦合到次级,会产生个很高的电压尖峰,可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管,所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路,把尖峰尽可能的吸到最低值,来确保MOS管工作在安全电压。具体RCD吸收电路图如下
简单分析下工作原理
1.当开关S开通时,二极管D反骗而截至。电感储存能量。
2当开关S关断时,电感电压反向,把漏感能量储存在C中,然后通过R释放掉。细心的朋友可能会发现,当开关关断的时候,这个RCD电路和次级的电路是一模一样的,D整流,C滤波。R相当于负载。只不过输出电压不是VO,而变成了次级反射到初级的电压VF。所以,注意了,R的值不能取得太小,太小了损耗严重,影响效率。而且电阻的功率会变的很大!
下边来个加了RCD吸收的波形
关于RCD吸收的选取网上有很多文章,在以后我会介绍下!大家也可以看我的博客(只要在百度里搜老梁头的博客,就会出来。里边有一篇介绍RCD的)
原理先讲到这里吧,下边我讲下变压器的设计! |
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| | | | | | | | | 今天讲下变压器的设计方法!
变压器的设计方法有多种,个人感觉适合自己的才是最好的,选择一个你自己最熟悉的,能够理解的才是最好的!
我先介绍下一种设计方法:
1.先确定输入电压,一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算
a.要是直流输入按直流的最低输入来计算;
b.要是输入为交流电,一般对于单相交流整流用电容滤波,直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍,也不低于1.2倍。
列如,全范围交流输入85-265VAC的电源,一般按85VAC时计算,那VINmin=85*1.2=102V,一般会取整数按100VDC计算。
2.确定导通时间ton
导通时间ton=T*D
T为周期 T=1/f
D为最大占空比,一般在最低输入电压的时候,D会最大,保证输出稳定。
注意大的占空比可以降低初级的电流有效值,和MOS的导通损耗,但是根据伏秒法则,初级占空比大了,次级的肯定会小,那么次级的峰值电流会变大,电流有效值变大,会导致输出纹波变大!所以,一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。
而且一般的电流控制模式,占空比大于0.5要加斜率补偿的,对调试是个难度。
还有一重要的是你的占空比决定你的匝比,匝比决定啥,嘿嘿,反射电压VF,忘了再去上边看下,再加上你漏感引起的尖峰,最终影响你MOS的耐压。占空比越小匝比越小,反射电压VF越低,MOS的电压应力小。反之MOS的电压应力大,所以占空比要考虑好了。要保证再最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下,最好是降额使用,流出足够的余量来!
列如,电源的开关频率为100K,最低输入时的最大占空比为0.4,那T=1/100000=10μS,那么ton=0.4*10μS=4μS。
3.确定磁芯的有效面积AE
AE一般会在磁芯的资料中给出。
4.计算初级匝数NP
NP=VINmin*ton/ΔB*AE
式中VINmin为直流最低输入电压;
ton为导通时间
AE为磁芯的有效面积
ΔB为磁感应强度变化量,这个值和磁芯材质,及温升等有关,一般考经验来选取,在0.1-0.3之间,取得越大,余量越小,变压器在极端情况下越容易饱和!俺一般取0.2。
5.计算次级匝数NS
NS=(Vo+Vd)*(1-D)*NP/VINmin*D
式中Vo为输出电压
Vd为二极管管压降
D为占空比
NP为初级匝数
VINmin为最低输入电压
6.确定次级整流二极管的应力VDR
上边算出变压器的初级匝数NP和次级匝数NS后,就可以得出次级整流二极管的电压应力
VDR=(VINmax*NS/NP)+VOUT
式中VINmax为最大输入电压,要保证在最高输入电压下你的二极管的电压应力不超标。一般算出来的这个VDR还要考虑降额使用,所以二极管的耐压要高于这个VDR值。
一般还要在整流管上并一个RC吸收,从而降低二极管反向回复时间造成的电压尖峰!尤其是CCM模式的时候!
7.确定初级电感量LP
确定电感量之前我们先看下上边的两个电流图
对于上图是两种工作模式的初级电感电流波形,我加了两个参数Ip1和Ip2;
Ip1对应最低输入电流
Ip2对应最高峰值电流
有上边这两个我们也就可以算出平均电流Iavg了
Iavg=(Ip1+Ip2)Dmax/2
式中Dmax为最大占空比
如果输出功率为Pout,电源效率为η,那么
Pout/η=VINmin*Iavg=VINmin*(Ip1+Ip2)Dmax/2
得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*η
然后就可以计算Ip1和Ip2的值了
对于DCM来说,电流是降到零的,所以Ip1为零
对于CCM来说Ip1和Ip2都是未知数,又出来个经验选择了,一般取Ip2=(2-3)Ip1,不能取得太小,太小了会有一个低电流斜率,虽然这样损耗小点,但容易使变压器产生磁饱和,也容易使系统产生震荡!俺一般取Ip2=3Ip1。
计算出Ip1和Ip2后,这时候可以计算初级的电感量了
在ton内电流的变化量ΔI=Ip2-Ip1
根据(VINmin/LP)*ton=/ΔI
得出LP=VINmin*ton/ΔI
到此变压器的初级电感量计算完毕,变压器的参数也计算完毕!
还有一种计算方法,就是按照上边的确定初级电感量的方法先确定电感量,然后来选择磁芯,选择磁芯的方法有很多种,一般最常用的是AP法
这个公式是看资料上的,具体我也没推倒过 具体可以看看赵修科老师的那本《开关电源中的磁性元器件》。
式中L为初级电感量也就是LP
Isp为初级峰值电流Ip也就是ΔI,
I1L为满载初级电流有效值,但我往往会把Isp和I1L看成是一个,都是初级的峰值电流,所以仁者见仁智者见智,大家可以到应用时具体的来微调!
Bmax为磁感应强度变化量也就是ΔB.这个取值和上边一样,取得太大,磁芯小但容易饱和,而取得太小磁芯的体积又很大,所以一般折中取值!而且和频率关系也很大,要是频率很高,建议取小点,因为频率高了损耗也大,变压器大了有利于散热 俺经常取0.2!
K1=Jmax*Ko*10 -4
其中Jmax为最大电流密度 俺一般取450A/平方厘米。但赵老师书里取得是420A/平方厘米
Ko为窗口面积,有的也叫窗口利用率吧,一般取0.2-0.4,具体要看绕线的结构了,比如加不加挡墙等因素,所以选取时要充分考虑,免得因取得变压器太小,结构要求苛刻而绕不下,导致项目失败!
10 -4是由米变厘米的系数
所以上式整理下可得
AP=Aw*Ae=(LP* IP2*104/450*ΔB*Ko) 4/3cm 4
计算出了AP就可以找到合适的磁芯,然后找到Ae再根据式
NP=LP*IP/ΔB*Ae
式中LP就是上边算得初级电感量
IP为初级峰值电流
ΔB为磁感应强度变化量
AE为磁芯的有效面积
后边的次级匝数NS和次级整流二极管电压应力的确定就和上边的步骤5和6一样了!
那这两种初级匝数NP的确定方法到底哪个对呢,可以告诉大家都对。根据电磁磁感应定律:
(VINmin/LP)*ton=IP
所以VINmin*ton=L*Ip
所以这两个从本质上式一样的。
所以个人觉得第一个适合有经验的工程师,可以凭经验来选择变压器,然后来计算变压器参数而第二种适合初学者,先确定变压器再算变压器参数,免得因自己经验不足而走了弯路!
变压器说到这把,以上是自己的个人意见,欢迎大家批评指正。其实设计出来的参数仅供参考,由于变压器的漏感,PCB的布局,走线等因素会在调试时做微调,最后做出一个最优的、可靠的产品!
下篇将讲下RCD吸收的设计! |
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| | | | | | | | | | | 疑惑
第2 确定导通时间Ton 里 而且一般的电流型器件,占空比大于0.5要加斜率补偿的,对调试是个难度 这里 应该是否改为电流模式(是一种控制模式),,,否则纯粹说电流型器件的话,初学者来看帖子很容易摸不着头脑。
第7 确定初级电感量LP ,我加了两个蚕食Ip1和Ip2,这里作为一个初学者来看帖子的话,不知道蚕食两个字到底是啥含义,还是打错了 |
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| | | | | | | | | | | | | 把2那改过来了,我真2!打错字了,应该是参数。谢谢指点,大家看看还有那不合适我接着改! |
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| | | | | | | | | | | | | | | 老梁头这篇文章的计算方式和步骤跟我在电源网上的一个叫“让你记得我的好”的师长的一边反激变压器设计文档如出一辙,不知作者是否就是本人 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 哈哈,不是一个人,好版的文章我原来拜读过,所以有所借鉴,但不会是抄袭。好多是加了自己的理解。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢这位朋友的质疑,冒充别人和抄袭别人文章的事我是干不出来的。是自己的就是自己的,这个知识在自己脑子里,就是抄袭别人的有何用,到头来害的还是自己!希望大家监督和质疑! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没有质疑的意思,只是想提出来,谢谢原创作者的付出,感谢把自己心得拿出来分享,这种行为非常伟大 |
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| | | | | | | | | | | 应该是连续模式下D大于0.5的时候需要斜率补偿,非连续不存在这个问题 |
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| | | | | | | | | | | 楼主“3.确定磁芯的有效面积AE”这一点能否讲的详细点 |
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| | | | | | | | | | | 我对这个公式存在疑问:NP=VINmin*ton/ΔB*AE
Vinmin*ton=ΔI*L
也就是说你是用脉动电流算Np的,我看有些资料上是说要用峰值电流Ipk算匝比Np的。
除非是在DCM或者BCM下,ΔI=Ipk,你这个公式才成立,如果是在CCM下这个公式应该是错误的吧? |
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| | | | | | | | | | | 我来代个参数
VINmin=100V
频率65KHZ 1/65=15.38US
D=0.4
ton=15.38*0.4
=6.15(约)
PQ3220磁芯. AE=170(约)
ΔB=0.2
NP=VINmin*ton/ΔB*AE
=100*6.15/0.2*170
=615/34
=18T(约)
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| | | | | | | | | | | Iavg=(Ip1+Ip2)Dmax/2 这里的平均值应该是初级电感的平均值 ,标记为IL
Pout/η=VINmin*Iavg这里的Iavg应该是输入平均值,我标记此处IAVG为Iin=IL/D
梁总,您看这样理解是否有误, |
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| | | | | | | | | | | 看了这上面,对于初学者有点疑惑:
1,上面的计算,都是介于在什么工作模式下计算的。
2,D是怎么假设出来的
3,是否需要先通过产品的最大输出功率选定出磁芯呢。 |
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| | | | | | | | | ,佩服佩服,技术好,语言组织能力好。心很细,想的周到。做个做技术的好材料。 |
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| | | | | | | | | | | 是个做技术的好材料。
百度博客太麻烦了,老梁头,把你博客的文章也发过来呀,我看了的,很精彩。 |
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| | | | | | | | | | | | | 再夸俺就上天了,就是顺着思路往下写的,结果越写越多!回头RCD那部分不想从新写了,一会弄过来。 |
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| | | | | | | | | | | 大力兄同样值得钦佩,近来看到您把技术原理进行十分形象贴切的生活化的比喻,让人很容易理解,真是不简单呀!! 能把高深的东西分析简单清楚才是真的不简单! |
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| | | | | | | | | | | | | ,,,
把问题简单化是大家共同追求的哈,我们其实就是要把复杂的技术普通化,让初学者一看就能明白。说太高深了,看不明白就没有人看了。 ,共同努力 |
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| | | | | | | | | 老梁头,请问您一下,漏感为什么不能耦合到次级。我刚进入开关电源行,还望各位大虾指导。 |
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| | | | | | | | | | | 还有个问题想请教:RCD电路只起到吸收漏感的作用吗? 假如MOS管的耐压能够承受漏感的电压,这时假如不加RCD吸收,当MOS管关断的时候,初级电感里面的能量能否耦合到次级去呢? |
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| | | | | | | | | | | 老梁头的经验很是值得学习啊,不过有的工式忘了打括号 |
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| | | | | | | | | | | 实际过程中,如果做的是适配器,应该尽量增大电阻,否则温度将影响整个电源的性能。 |
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| | | | | | | | | | | | | 今上传下原理图
PCB图
回头大概讲下原理,及器件的选择,再把变压器计算步骤贴上来!
好多朋友一看图,咋输入没有滤波电路?
上边也提到了,我这是公司的一个配套产品,只是一个充电电路,整套产品的主功率部分是有滤波的,我只是把我的输入接到了主功率滤波的后边了!哈哈
1.所以就先不讲前边的滤波部分了,其实坛子里有好多前辈写过这些,都值得我们学习!
那么上边看到的第一个器件就是整流桥了
这个一般按计算耐压和电流
耐压一般按VB1=2*1.414*VINmax
式中VB1为整流桥的额定耐压值
2为留的电压余量,余量不够可能尖峰会把整流桥里的二极管击穿!
1.414就是根号2啦,不会打,太笨了!
VINmax为最高输入电压
例如,我上边的输入电压是175-265VAC,那么
VB1=2*1.414*265=749VDC
公司一般都为1000V的整流桥,所以直接上了。一般这个不用算,基本都是直接上1000V的!
电流IB1=(5*POUT)/(η*VINmin)
式中IB1为整流桥的额定电流
5为电流余量,留出足够的余量来!
POUT为输出功率
η为效率
VINmin为最低输入电压(直流)
例如,我上边的最低输入为175VAC,那么我按最低输入180VDC来计算,实际直流最低输入远大于180VDC!
那么我选得整流管的额定电流为
IB1=(5*30)/(0.8*180)=1A
所以我选得DB107,1A1000V的管子足够了! |
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| | | | | | | | | | | 确定钳位 电阻R的值,根据公式R=2(Vsn-VRO)*Vsn/ LIK*IPK*IPK*fs
式中fs为开关频率
IPK*IPK为IPK的平方,俺不会写
我的频率fs为50Khz
代入式得R=【2*(110-40)*110】/【2.79*4.2*4.2*50k】
R=27K
这些是在您的帖子《关于反激RCD的实验》中看到的。可是我按您的数据算出来的R值只有6.2K;不知道是不是哪里算错了,希望您讲解下。如果IPK的4.2只除一次,得到的结果才会是26.2K。如果我没算错,不晓得是公式只需要除一次IPK,还是您在您的例子里面不慎计算失误了。
晚辈是电源这块的新人,很多东西都不懂,看到这个帖子收获很大,很感谢前辈的贡献,只是这个公式还有疑虑,还请前辈不吝讲解,谢谢! |
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| | | | | | | | | | | 老梁头前辈,我有个疑问:如果是用低压输入,RCD钳位电路应该怎么算?
我要做一个36V直流输入,1.2A40W输出的。系统工作频率40K
算出来初级峰值电流4.92A,
初级电感量1.01mH,我漏感取25uH.
反射电压我取20V,MOS管用漏源耐压100V的。
如果按您的公式,Vsn=0.9*BVdss-Vin max=90-36=54V
钳位电阻R=2(Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs
=2(54-20)*54/[25*4.92*4.92*40]=0.152K=152R
电阻功率P=Vsn*Vsn/R=54*54/152=19.18W
这个算出来的参数就明显不对了。所以向您请教下,是我什么地方弄错了,还是这种情况下,应该用其他的方法来算?
另外,钳位电容C=Vsn/ΔV*R*fs=?用直流供电,我不懂ΔV怎么取值。 |
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| | | | | | | | | | | 2.接着看到第二个器件,滤波电容,这个选择我一般都是按经验来的
1.窄范围的输入(175VAC-265VAC)一般取1瓦1μF,这个瓦指输出功率的瓦数;
2.宽范围的输入(85VAC-265VAC)一般取1瓦2-3μF,这里这个瓦同样指输出功率的瓦数。
当然也有公式计算,大家可以查下很多这方面的计算,这里就不计算了。
3.下一个就是启动电阻R10了,这个就是整流以后给你IC的VCC一个启动电压和电流(你的IC不会发电,不给它电压它肯定不会工作),让你的IC发出一个PWM信号,然后MOS管等开始工作,你的辅助绕组VCC绕组会有电压跟过来,然后电路进入稳态!
当辅助绕VCC过来后,你整流后高压和VCC的压差会加在这个电阻上。所以这个电阻的选型要考虑功率,免得因功率太小而损坏!
4.下边咱算下变压器,因公司给的空间不算大,所以我适当加大下频率,以减小变压器的尺寸,所以我选了个5H0380R,频率f=100K,VDS=800V。想用他家650V的5H0365R,公司没有,全是800V的.一个5H0380R,一个5M0380R.
再来确定下最低输入电压VINmin,因要求范围(175-265VAC)所以VINmin=175*1.2=210VDC;
VINmax=265*1.4=370VDC;
我一般习惯按照180VDC来计算,那样占空比设到0.5,到210VDC的时候占空比肯定到不了0.5,留出余量来
那就俺我的习惯来吧
VINmin=180VDC;
Dmax=0.5;
由于频率f=100k。所以T=1/f=10μS;
那么ton=Dmax*T=10*0.5=5μS.
输出功率为28V1A,这里我们为了计算方便点,直接算输出功率POUT=30W
效率我们暂定为η=0.8
那么根据式 Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*η
这里我设计的为连续模式CCM(我还是很少用到DCM的,在QR中会用到),所以Ip2=3Ip1
忘了可以看看上边哦
代入式得 Ip1+ 3Ip1 =2Pout/VINmin*Dmax*η
4Ip1=2*30/180*0.5*0.8
4Ip1=0.84
Ip1=0.21A
所以Ip2=3Ip1=0.63A
ΔI=Ip2-Ip1=0.63-0.21=0.42A
初级电感量LP就出来了.
LP=VINmin*ton/ΔI=180*5/0.42=2142μH
计算出LP了,就可以确定AP了
AP=Aw*Ae=(LP*IP<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">2[/sup]*10<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4[/sup]/450*ΔB*Ko)<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;">4/3[/sup] cm<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;">4[/sup]
<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;">式中峰值电流IP也就是 ΔI =0.42A,假设ΔB=0.2,因功率比较小,空间不大,再加上变压器工艺跟不上所以不加挡墙了,窗口利用率Ko咱取0.25吧Ko=0.25代入上式得[/sup]
<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;"> AP=Aw*Ae=(LP*IP<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">2[/sup]*10<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4[/sup]/450* ΔB*Ko)<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4/3[/sup] cm<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4[/sup][/sup]
<sup style="vertical-align:super;padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;"> [/sup]=(0.002142*0.42<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">2[/sup]*10<sup style="padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4[/sup]/450*0.2*0.25)<sup style="font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4/3[/sup]
=0.171.33=0.095cm<sup style="font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;padding:0px;margin:0px;word-wrap:break-word;">4[/sup]
开始找磁芯,结果找到个EI22 AP=0.1606,正好公司有,本来就打算用这款呢!
这里我算了下,实际中俺比较懒,经常不算的有个常用磁芯功率表,经常比对下。能省事就省事!上传给大家
变压器磁芯(功率表).pdf
现在选出来了磁芯,知道了AE=42,那么初级圈数出来了
NP=LP*IP/ΔB*Ae=2142*0.42/0.2*42=107匝
接着NS也就出来了
NS=(Vo+Vd)*(1-D)*NP/VINmin*D
假设整流管压降Vd=1V代入上式得
NS=(Vo+Vd)*(1-D)*NP/VINmin*D=29*0.5*107/180*0.5=17匝;
同理辅助电源匝数NVCC=8匝;
那么整流二极管的电压应力也就出来了
VDR=(VINmax*NS/NP)+VOUT=(370*17/107)+28=86V,考虑到降额及尖峰因素我选得MBR20200。
最后确定变压器的初级匝数NP=107匝
次级匝数NS=17匝
VCC匝数NVCC=8匝
初级电感量LP=2142uH
开始打变压器,变压器制作设计的方面的比较多,今先不介绍了,以后可以单独开贴来谈论,我是先绕了1/2初级-绕次级-再绕剩下1/2初级-绕VCC绕组。
好的变压器先算到这了! |
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| | | | | | | | | | | | | 下边算下RCD吸收电路 发现大家看帖不喜欢回帖哦,没动力写了都!
1.先确定嵌位电压 Vsn,留80%的余量吧,万一到时候尖峰大,就不好玩了。
Vsn=0.8*BVdss-Vin max=0.8*800-370=270V
2.确定反射电压VF也就是 折射电压VRO
VRO=(VOUT+VD)/(NS/NP)=29/(17/107)=183V
3.确定漏感 LIK ,实际测了下大概我初级电感量的2%
LIK=42.84uH
4.确定峰值电流Ip
上边变压器已经得出峰值电流了
IP=0.42A
5.确定吸收电阻R阻值
R=2(Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs
=2*(270-183)*270/42.84*0.42*0.42*100k
=62K
6.确定R的功率PR
PR=Vsn*Vsn/R=270*270/62000=1.175W
因公司没有62K的功率电阻,所以那个68K/3W的电阻带吧!
7.确定嵌位电容C
先确定脉动电压ΔV=10%*Vsn=27V
钳位电容的值C=Vsn/ΔV*R*fs=270/27*68K*100K=1.47nF
选择个102/1KV的吧!
8.D直接用FR107,公司就这一种!
RCD吸收计算完了
下次再讲下次级的反馈怎么实现恒压恒流的! |
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| | | | | | | | | | | | | | | 简单介绍下,反馈恒压恒流原理:
先看图
1. 由TL431提供一个2.5V的基准电压REF
2.然后电压环通过分压电阻R20和R24和REF做比较
如果分压后的电压远低于REF,则占空比为最大;
反则如果分压后的电压远高于REF,则占空比最小为零。
如果分压后的电压非常接近REF,那么两输入端的误差经放大后给光耦去对占空比进行微调,因光耦也是线性的,所以占空比会进行相应的增加或减小!
3.恒流环的工作是通过检流电阻R4来完成的。电流越大,网标28G越负,通过R8和R9来分压,分到比零电位低的时候,恒流流起作用。两输入的误差放大,电流越大,放下越大,占空比越小,起到恒流作用!
反馈的恒压恒流就简单介绍到这! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 谁说没人回帖呢 这不来了吗?讲的很精彩,支持!!!!以后每天都来支持!!! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没事,谢谢支持!
下边把图发上来
空载波形
满载低端496V
满载标称536V
满载高端576V
次级整流管波形94V
个人感觉变压器绕的不错,漏感控制的还可以,波形基本在范围之内。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请分析恒流环,恒压环上面,,R,C作用,就是反馈吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那个是误差放大器的补偿网络!
1.电阻和电容组合,电阻是比例放大,电容对直流阻抗是无穷大。也就是说对直流放大倍数大,对交流信号,频率越高,放大倍数越小。可以衰减直流里的高频成分,这样直流增益大,反馈干扰小,输出稳压精度就好!
2.单电容是产生个零点用来抵消在实际使用中,由于外部因素,有可能产生新的极点,来抑制放大器的自激振荡
可以看下模电上的运放那块 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 环路补偿这块内容一直就不是很懂,能给点入门的资料看看吗,从最基础的讲起的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那就看控制原理吧,这块我也是比较弱的。咱可以一块学习,相互帮助! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | HB@rlightech.net
或者你有云盘也可以共享
我是学单片机的,没有自动控制这门课。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 梁总, R=2(Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs
=2*(270-183)*270/42.84*0.42*0.42*100k
=62K 这段结果不对啊,请核实,谢谢。
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| | | | | | | | | | | | | <sup style="padding-bottom:0px;line-height:25px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">AP=Aw*Ae=(LP*IP<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">2[/sup]*10<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4[/sup]/450*ΔB*Ko)<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4/3[/sup]cm<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4[/sup][/sup]
<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;vertical-align:super;padding-top:0px;"> [/sup]=(0.002142*0.42<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">2[/sup]*10<sup style="padding-bottom:0px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4[/sup]/450*0.2*0.25)<sup style="padding-bottom:0px;line-height:25px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4/3[/sup]
=0.171.33=0.095cm<sup style="padding-bottom:0px;line-height:25px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4[/sup]
这里的0.171.33=9.47约等于9.5,加上后面的单位已经是CM4,何来得0.095cm<sup style="padding-bottom:0px;line-height:25px;margin:0px;padding-left:0px;padding-right:0px;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;word-wrap:break-word;padding-top:0px;">4[/sup],是不是那里还有单位没算上啊?请楼主赐教!!! |
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| | | | | | | | | | | | | 输出二极管选择MBR20200,If=20A,输出电流才1A,为什么这样选择? |
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| | | | | | | | | | | 不行留你邮箱我给你发过去或百度里搜KA5H0380R。这种情况我也不懂。问管理员吧 |
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| | | | | | | | | | | | | 好的 谢谢梁总了哦
120187180@qq.com |
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| | | | | | | 今天来做个总结!
测了下效率在85左右,已经为公司产品完成更换和小批量生产!
其实对于一个工程师来说,出电压很容易,难的是怎么根据自己的实际产品来做出调整和优化。
记得以前遇见过一个老师傅,反激拓扑从来不算电感量,直接就是垫一层胶带做气隙,产品也没出过什么大问题!所以,产品可能是客户用着没问题,但不见得是最优的参数。只有真正的理解大到每个拓扑,小到到每个器件,才能设计出最优的产品。中国人一直有一种差不多就行的意识,只要忘掉差不多,追求没有最好只有更好的精神,事事求精,才能设计出好的产品!
选择一套自己能理解,适合自己的设计方法和程序才是最重要的!
鄙人不才,写的不足之处望大家指正!
谢谢大家的支持! |
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| | | | | | | | | | | | | 楼主,你25楼的这个公式"代入式得R=【2*(110-40)*110】/【2.79*4.2*4.2*50k】
R=27K"
算出来的R值是否有问题呀,按你的公式算出的R应等于6.3K.这个27K是怎么算出来的呀? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我算错了···· 我改过来,谢谢这位朋友提醒,很佩服你的细心和认真! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 真是汗言!我只是刚开始学习反激,觉得楼主写的很好且对于新手很容易理解.所以偷师了楼主你的经验在学习,还希望楼主能多多指点! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 写出来就是希望能给大家带来帮助,回头我把那块再算下,再去做下试验。从经验这块6.3K的电阻应该对效率有不小影响了!我那个是48入12V3A输出的反激准谐振(QR)模式的,我当时为了验证公式所以做了个试验。具体可以看我28V1A这个算法,这个算出来和我用的实际值差别不大! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢楼主.我也做个了反激QR的,IC用的是L6565,由于是对以前机器加以改良,所以虽然做出来了,但有些地方还是不得其法,楼主能否再上传点关于QR算法的资料. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还有ST的AN1059,讲的很详细,期待凉拌精彩解说 |
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| | | | | 不错,这年头5M/5H/5L系列几乎没多少人用了,楼主还能讲解的 如此详细! |
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| | | | | 梁版讲得非常经典,对我们刚进入开关电源的人来说受益匪浅。同时请教梁工:此变压器初、级绕组所用线的线径怎样计算出来。谢谢指教。 |
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| | | | | | | 谢谢,我一般选线径是靠自己的经验来选的,今天还得上班,有好多事要做,明天休息,给你说下俺的选择方法吧。你可以找找各位大侠再论坛里的帖子,介绍很多的··· |
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| | | | | | | | | 这个我一般看骨架和频率了,一般做模块电源,这个对体积有要求,一般会把频率提高,所以骨架要选的比较小,窗口面积比较小。这个时候我一般会取到10A每平方毫米;
要是做分离的,体积比较大的时候,频率会取得低点,骨架选的大点,窗口面积比较大。我会选3-5A每平方毫米;
所以这个跟自己的产品有很大的关系,根据实际情况来改变,但最大别超过10A每平方毫米。当有富裕的时候适当增加线径,以减小铜损。而且变压器绕的饱满点,对漏感也有好处,耦合也会好!希望对你有所帮助··· |
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| | | | | | | | | 请问梁工,我是刚涉及开关电源,请问对芯片供电不是通过辅助绕组供电,而是一直经过充电电阻对芯片进行供电,这点不理解,还望前辈能解释一下,谢谢 |
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| | | | | | | 自然冷却一般为3A每平方毫米,若是强制冷却则可以选用4-5A每平方毫米.但一般最大不建议超过7A每平方毫米 |
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| | | | | 那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式(CCM)还是非连续模式(DCM)?
是看初级电感电流是否降到0为分界点吗,NO,反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的,而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
请问梁版,上面这段话如何出自哪里?有没推导证明? |
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| | | | | | | 这段话没有出处,是看一些资料的总结。buck-boost电路是非隔离的,可以通过看电感的电流波形来确定是否是连续或非连续;但反激拓扑是隔离的可能会出现初级电流波形降到零而次级电流没有到零的情况,这个从严格意义上来说应该还是输入连续模式的。然后,看好多老师的电源资料,从描述的图中也可以看出反激DCM模式都是初次级电流到零的···不对之处,还望指正 |
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| | | | | | | | | 哪些条件下可能会出现初级电流波形降到零而次级电流没有到零? |
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| | | | | | | | | 那按您的理解,如果有两路输出,其中一路电流连续一路电流断续,这时候变换器该定义为连续还是断续? |
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| | | | | | | | | | | 上边是我自己对反激的理解,要是这样我还真不知道怎么判定,我觉得还是连续模式,还请xiaoliangyl版指导。我看的资料好多都把CCM和DCM说的不是那么的详细,一般都只看次级电流。 |
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| | | | | | | | | | | | | 应该是连续模式,如果用能量完全传递模式和能量不完全传递模式来对应DCM和CCM应该更好理解吧,因为初级电感存储的能量传递到次级没有完全释放完(也就是次级电流还未到0)就叫做连续模式 |
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| | | | | | | | | | | | | 梁版太谦虚了,看了您这帖子真是受益匪浅!你说好多资料都只看次级电流?怎么我接触的资料都是看初级电流? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我可以举两本,《开关变换器分析与设计》这本,包括《环球电源讲义》,其实我感觉看次级电流比较准确。可以做这样一个理解,当你初级还有电流时,你的次级会是断续的吗?我想初级能量还会耦合到次级的,次级不会出现断续状态的··· |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我们设计反激的时候一般用的比较多的方法是r系数或K系数,在这两种方法中都是以初级电感电流比率来区分工作模式的,我觉得这样比较合理。如果按您的方法,那么对多路输出就存在问题了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 反激电源我觉得应从次级电流是否到零来判断CCM和DCM,看初级? 开关管关断了,初级就i没电流了,不论是CCM还是DCM一个周期内开关管都会关断的,都是DCM ?显然不行,次级电流到零了后开关管才又开通,初级电流从零开始增加这个没有争论肯定是DCM,如果次级电流还没到零开关管就又开通了,此时初级会从次级按匝数比耦合过来一个电流I1,此电流在慢慢增加到I2,这就是CCM,多路输出时,当开关管开通时只要还有一路次级的电流还没降到零,开关管一通初级就会按匝比耦合过来一定的电流(初级的初始电流)则这就是个CCM. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不管什么工作模式,次级二极管截止时也是没电流的,按你的理论就都是DCM模式了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 选择一个适合自己的判断方式,条条大路通罗马。适合自己的才是最重要的···不过多路输出的时候确实不好判断,因为好多书上只介绍拓扑,没有把具体的应用说的很清楚,这个到具体应用还得靠自己的理解,xiaoliangyl版的那个122楼办法不错,希望再说的具体点,怎么来判断,多路输出怎么来判定,我也想学习下 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 选择一个适合自己的判断方式,条条大路通罗马。适合自己的才是最重要的,梁板这段话说的好,关于r系数设计方法在Maniktala的《精通开关电源设计》和《开关电源优化与设计》有很详细的设计说明,K系数也有解释。在PI的设计套件也是用 K系数的设计方法,r系数跟K系数可以相互转换,用这两种方法来判定 多路输出的工作模式还是比较合理的,比如当r小于2为CCM模式,K小于1为CCM模式…… |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 咬文嚼字就没意思了,不管CCM模式时候的开关或者二极管的导通或者是截止都是会从0开始或者降到0的,只是斜率有没有对应相应的V/L而已,DCM是完全对应这个斜率的,而CCM会以一个很大的斜率先上升到某个电流,或者降至0而已 |
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| | | | | 相见恨晚啊!!!感谢楼主的分析,,,受益匪浅啊!!!! |
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| | | | | | | 讲解得通俗,细致,不能不顶呀,至少得让楼主知道,俺是多么的崇拜与佩服。 |
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| | | | | | | | | 楼主,不明白,您在41楼里谈“再来确定下最低输入电压VINmin,因要求范围(175-265VAC)所以VINmin=175*1.2=210VDC;“而你算Ip与Lp值时VINmin却用180V。 |
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| | | | | | | | | | | 认真看下去,楼主下面有说明:
“我一般习惯按照180VDC来计算,那样占空比设到0.5,到210VDC的时候占空比肯定到不了0.5,留出余量来 ,那就俺我的习惯来吧” |
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| | | | | | | 梁总,算出了AP后怎么选择慈芯啊?那功率对应表里没有给出AP值啊。 |
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| | | | | | | | | | | 谢谢梁工,请教下MOS额定电流怎么选?比如算出了Ipk,要留多少余量? |
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| | | | | | | | | | | 老梁头你好从我开始接触开关电源就开始拜读你的博客了,已经一年半了,我现在设计电源基本都在参照你的思路,你的文章算是我的良师益友了,个人觉得你的文章里再补充点电感的知识就好了,比如输入端的电感电感量怎么选是不是只能测试传导去调试,二次测降低纹波的电感又怎么计算和选型。目前我没有拜读过此类文章,基本一次侧的电感都靠测传导去调试,二次测1uF-10uF 棒形或工型电感。希望补充一下 |
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| | | | | | | 梁版,请问下这公式怎么推出来的?
5.确定钳位电阻R的值,根据公式R=2(Vsn-VRO)*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs |
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| | | | | | | | | 为什么电阻R功率P=(Vsn-Vro)*Vsn/R? |
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| | | | | 楼主讲的真好,非常感谢!不知道你一般计算的时候,占空比去多少呢、? |
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370912812
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