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[simplis求助]如何测试补偿电路的传函

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not2much
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  • 2014-3-12 06:06:02
10问答币
请问如何在simplis中仿真得到补偿电路的?电路图如下



本来是想仿真一个buck电路的,可是transient输出中开关管一直的打开的,并且AC分析不收敛。所以现在想仿真看看补偿电路的AC响应,但现在补偿电路也不收敛。
1.请问simplis中可否只仿真补偿电路?
2.buck电路的输入电源到输出的传递函数如何测量?
3.POP trigger的参数应该如何选择?
simplis仿真文件:
opamp_transfer.zip

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帮你改了下: 1.运放选择level 2,双电源 2.方波发生器,改成锯齿波发生器 Open loop Bode: Simulation files: Average_current_buck.zip
一花一天堂
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  • 2014-3-12 08:08:27
 
不懂 学习
荨麻草
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  • 2014-3-12 08:41:27
 
POP的输入必须是周期信号;
拉出来一个波形发生器,设为方波(其他周期波亦可)幅值设为0~5,POP接到波形发生器的输出,POP不做改动即可
漏说了一条,拉出Probe AC/noise---->Bode Probe
PS:其实测量补偿电路的Bode图,个人觉得用Semtrix更快一些
mandy2
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  • 2014-6-15 08:52:43
 
POP一定要是周期信号么?
not2much
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  • 2014-6-15 13:15:02
 
要的。simplis需要一个周期信号来确定时间周期。个人理解是在AC Analysis的时候,simplis需要一个信号来确定测量的信号的频率,所以需要一个周期信号来提供基准时间(频率)信号。
荨麻草
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  • 2014-3-12 08:45:10
 
1.simplis可对整个电源系统进行仿真
2.首先Buck需要闭环,且稳定工作,然后在Vin处叠加AC source,用Bode直接测量即可
not2much
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副总工程师
  • 2014-3-12 09:09:29
 
根据2楼的提示,修改后的电路如下

方波发生器的设置


仿真结果依然提示不POP analysis不收敛
not2much
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  • 2014-3-12 09:11:17
 
2.为什么input-to-output需要闭环呢?
我试了control-to-output和control-to-inductor current的测试,结果都和计算的接近。
荨麻草
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  • 2014-3-12 09:15:00
 
最下面,Pulse的幅值将1改成5(2.5以上均可),POP默认超过2.5V才会触发
not2much
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  • 2014-3-12 09:26:45
 
谢谢,修改正确了。
之前我看到有些设计里面是将pop trigger接到电路的RS触发器,有的连接到了PWM输出端,有的是连接到了modulator的三角波上。我看了simplis reference,里面没有提到pop trigger的作用。不知道我这样理解对不对,pop trigger接受到的周期信号,对应了pop analysis里面的选项,既由这个周期信号提供时间基准进行计算。所以pop trigger并不一定需要连到相关电路里面。
荨麻草
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  • 2014-3-12 09:36:26
 
我就简单的把POP理解成Bode Probe的发动机,没有POP,Bode Probe玩不转
荨麻草
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  • 2014-3-12 09:21:55
 
2.想了一下,不需要闭环的(闭环的话,占空比扰动会给Input-to-output带来干扰),交流分析建立在直流分析的基础上,只要给Buck提供一个稳定的静态工作点就可以了
not2much
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  • 2014-3-12 09:27:47
 
好的,我再算下理论曲线。
not2much
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  • 2014-3-12 09:51:05
 
是我弄错了,input-to-output的AC分析是可以开环测得,buck测量出来的结果与control-to-output的结果非常相近,只是幅值有点差别。
现在我在想如何输出阻抗?我记得Basso的书里是并联一个AC Current Source在负载两端,但是接下来怎么测?还是用Bode Plot Probe吗?
荨麻草
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  • 2014-3-12 10:01:48
 
[size=13.63636302947998px]input-to-output与t[size=13.63636302947998px]control-to-output的传函分母相同;
我也不知道Zout怎么测,试试用CCVS将输出电流转换成电压,并将其增益设为1,看看行不?
要是greendot老师在就好了
not2much
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  • 2014-3-12 10:25:45
 
CCVS将AC current source转换成电压吗?再将其并联在负载两端?那怎么测?
荨麻草
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  • 2014-3-12 10:30:36
 
[size=13.63636302947998px]AC current source与负载电阻串联,[size=13.63636302947998px]CCVS将流过电阻的电流转换成电压Vc,然后Bode Vout与Vc,结果即是Zout,与实际的Zout相比,差了个倍数
荨麻草
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  • 2014-3-12 10:19:41
 
我试了一下,可以这么干
not2much
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  • 2014-3-12 10:27:32
 
哦,可否把电路贴上来。我试了一下,报错。
荨麻草
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  • 2014-3-12 10:31:45
 
现在用的是办公室电脑,没有上传权限,下午下班后传
not2much
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  • 2014-3-12 10:39:33
 
好的,谢谢。
greendot
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  • 2014-3-12 12:49:27
 
与负载并联一个AC Current Source ,然后AC sweep,Probe Vout,Zout(dB)便是Vout(dB)-(AC Current Source 的幅值)(dB),如果ACCS的幅值是1,Vout(dB)直接就是Zout(dB) 。
not2much
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  • 2014-3-12 12:55:24
 
谢谢,我试试
not2much
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  • 2014-3-13 06:28:55
 
我在测试运放的传递函数的时候,发现一个奇怪的情况。
这个是我在matlab里面bode出来的传函,两个极点,0Hz和50KHz,一个零点2KHz。



下图同样参数的simplis的bode图,相位在高频的时候不下降,



下图是我的电路图和opamp的设置
[url=https://cdn13.21dianyuan.com/attachments/png/2014/03/13/13946633135320df9124432.png]
[/url]


仿真文件 opamp_transfer.zip
荨麻草
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  • 2014-3-13 08:51:21
 
AC Source放错地方啦,改到反相端
还有Bode Probe
not2much
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  • 2014-3-13 08:58:55
 
如果把AC source放到opamp的负端,就加 了180°的位移。我试想试试电路的control-to-output,从Vref看环路。

一花一天堂
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  • 2014-3-13 09:02:45
 
从Vref看,还是环路吗?
not2much
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  • 2014-3-13 09:06:33
 
或者说从Vref看整个电路?
荨麻草
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  • 2014-3-13 09:09:47
 
大概是说从Vref到输出的闭环传函特性吧....
那要闭环才能测哦
荨麻草
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  • 2014-3-13 09:23:58
 
测试后,可以发现从Vref到Vout的闭环传函特性与LRC串联二阶振荡的传函特性曲线类似
not2much
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  • 2014-3-13 09:39:33
 
应该是这样的,闭环后输出跟随输入,幅值为0dB。麻烦看下31楼的问题。
荨麻草
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  • 2014-3-13 09:08:08
 
没理解你的意思哦
Type II本来就有180的相移(双击Bode Probe--->multipled by -1看起来直观一些)
[size=13.63636302947998px]control-to-output,从Vref看环路,是指?
not2much
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  • 2014-3-13 09:36:58
 
问题是这样的,下面是来自Philip Cooke的2000年的文章Modeling Average Current Mode Control,公式(7)



他在这个传递函数之前加了一个负号,但是在他的小信号模型当中,Gc还和往常一样加在了前向通道上,



感觉好像这样不对。
not2much
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  • 2014-3-13 10:01:44
 
个人感觉式(7)应该不需要那个负号。负号在小信号模型中已经被提到了求和符号那里,模型中的Gc应该是不加负号的式(7)。
greendot
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  • 2014-3-13 12:05:03
 
BlockDiagram 的 Gc(s)*(-H) 已“集成”为式(7) ,所以有负号。
not2much
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  • 2014-3-13 12:12:37
 
但是在block diagram里面的求和符号上同样还有一个负号,这样不就多了吗?
greendot
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  • 2014-3-13 12:25:45
 
这要看哪个图是Reference,如果是文章的图1,那么Gc(s)是有负号,H是正号=+1,
用BlockDiagram来表示,因为H是负,所以Gc是正,理解就好。
not2much
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  • 2014-3-13 12:31:43
 
谢谢,可能我有点短路了。因为我在matlab里面编了这个程序,在计算环路伯德图的时候,Gc(s)应该是不带负号的吧?
greendot
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  • 2014-3-13 12:39:02
 
计算Bode时,一般不带负号。
另你21楼的问题,在29楼已复。
not2much
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  • 2014-3-13 12:42:28
 
谢谢,我看到了。可能是重新看了这篇文章后有点乱了。另外,我打算用simplis仿真他的这个电路,应为他把所有的参数都给了出来,恰好元件还都有。可惜现在仿真不收敛,还在继续研究。


greendot
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  • 2014-3-13 12:46:48
 
加油。
荨麻草
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  • 2014-3-13 13:07:06
 
[size=13.63636302947998px]与负载并联一个AC Current Source ,然后AC sweep,Probe Vout,Zout(dB)便是Vout(dB)-(AC Current Source 的幅值)(dB),如果ACCS的幅值是1,Vout(dB)直接就是Zout(dB) 。


老师,我没有想明白,这个结论是怎么得到的...可否提示下?
greendot
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  • 2014-3-13 15:45:07
 
负载电流变动Δi,输出电压变动Δv,Zout=Δv/Δi,
现在Probe得的是Δv,把它除以 Δi,就是Zout。(dB的话,就是减啰)
荨麻草
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  • 2014-3-13 15:58:38
 
哎呀呀呀,我咋这么愚蠢呀
20log(A/B)=20logA - 20logB
greendot
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  • 2014-3-13 15:59:59
 
打PP
windh
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  • 2014-4-3 12:41:13
 
嗯,这张图,本大师看基本是那么回事!


但1+GLC(s)是不应该的。


因为电流反馈,作为电感,本身就是个翘翘板。


不可能稳定,必定震荡。


而加入滤波,例如3842里那个采样电阻的RC滤波就是实现这个目的的。


就是人为把跷跷板的五惯性改为惯性环节。


至于输出的前馈,就是本大师所不能理解的了!


输出哪里来的前馈?



not2much
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  • 2014-3-13 09:04:53
 
把AC source放到负端以后的Bode plot如下,



和预想一直。
我试在想,测试从Vref到Vout的传递函数的时候,是不是应该叫AC Source加在补偿器的正相输入端。在看Philip Cooke的文章里面,他特意在电压环补偿电路的传递函数之前加了一个负号。
greendot
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  • 2014-3-13 09:20:55
 
21楼的电路,TF(s) = 1+(Z2/Z1), Simplis 的 Bode Plot 貌似正常。
一花一天堂
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  • 2014-3-13 13:08:44
 
为什么大师说21楼的Simplis 的 Bode Plot 貌似正常呢?怎么看出来的呢?
荨麻草
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  • 2014-3-13 13:11:32
 
按照21楼的接法,成了同相比例放大电路
一花一天堂
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  • 2014-3-13 15:08:40
 
呵呵,问的是21楼bode图的形状为什么貌似正常 。。。
荨麻草
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  • 2014-3-13 15:41:35
 
传递函数变了,小信号本来应该从反相端进入的,结果从同相端进入了...
如g老师所言,新的传递函数为:
[size=13.63636302947998px]TF(s) = 1+(Z2/Z1)
其中,Z1=R6=15k
Z2为跨接在运放两端的那一坨
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:09:51
 
这个我也知道~
我的问题是:那一坨的bode形状就和 21楼的bode形状 貌似一样,如何一下子就能看出???
greendot
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  • 2014-3-13 16:10:06
 
1+Z2/Z1 有两个Zero,两个Pole,幅频曲线正是如此,
当频率很高时,Z2=0,增益=1 (0dB),幅频曲线正是如此,这时相位是0,相频曲线正是如此
.....
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:15:39
 
1+Z2/Z1 有两个Zero,两个Pole,怎么一下子就知道的呢?有没有简单的方法判断?(比如:没有接触过电源补偿的人也能一下看出?)
greendot
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  • 2014-3-13 16:22:37
 
没有接触过电源补偿的人,如果又不知道什么是Zero和Pole,就难办了。
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:23:55
 
呵呵,知道知道Zero和Pole ~
greendot
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  • 2014-3-13 16:37:08
 
知道了也不好办,唯有算出其传函表达式,兄弟可有其他方法 (假如不晓得Type 2) ?
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:44:47
 
我先想想啊 , will get back to you ~
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:47:10
 
看了您56楼,我觉得不用想了,哪还有比56楼更明白的解释呢 ~
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:48:04
 
(刚才回答错楼层了)
看了您56楼,我觉得不用想了,哪还有比56楼更明白的解释呢 ~
荨麻草
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  • 2014-3-13 16:26:36
 
汗,这心算水平,真不是一朝一夕就能练就出来的...
我只能一眼看出来有两个极点,俩零点还真一眼看不出来,遇到这种问题,我只会老老实实的推导传递函数,然后用Mathcad绘图
greendot
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  • 2014-3-13 16:41:26
 
因为知道 Z2/Z1 是Type 2,自然地,分子是1阶,分母是2阶,
1+Z2/Z1 的分子显然是2阶 (原分子+分母),分母仍是2阶
所以有2个Zero和2个Pole。
荨麻草
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  • 2014-3-13 16:47:38
 
恍然大悟,1与Z2合并通分后,Z2的分母(二阶)跑到分子上了....,我只顾闷头计算了.
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:49:48
 
我总认为计算是最“笨”的方法,凡事总有简明的理解方法。
荨麻草
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  • 2014-3-13 16:57:01
 
情况是不一样滴,我没受过什么专业系统的教育,凡事不可只求懒省事...
汤师爷说过:路要一步一步走,不能走太快,步子迈得太大,咔,容易扯到蛋...
一花一天堂
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  • 2014-3-13 16:58:56
 
你好调皮哦 ~
not2much
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  • 2014-3-15 05:04:26
 
这里还有两个问题,还想请教大家一下
1.为了获得“传统”一点的bode图,可以在bode plot probe上选择multiply -1。但是在我的这个电路图里,选了这个选项以后,电路相位在频域上的变化范围小了很多,而且图形也不对了。下方上图是没有勾选-1的,下图是勾选了的。不明白为什么会这样?




2.在仿真闭环电路的时候,是不是一定需要仿真AC和transient,而不能单单只仿真transient。我碰到的情况是,在选择了AC和transient,输出的结果是符合预期的。如果只选transient的,补偿电路的输出PWM的占空比为1,开挂管一直是开的。



not2much
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  • 2014-3-15 12:13:30
 
附件是我的电路图,现在电路能够实现恒流控制,但是加上电压环控制器后,电路就不收敛了。
Average_current_buck.zip

greendot
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  • 2014-3-15 13:04:24
 
电路是哪个?一般不会这样的。
荨麻草
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  • 2014-3-15 22:34:57
 
帮你改了下:
1.运放选择level 2,双电源
2.方波发生器,改成锯齿波发生器

Open loop Bode:

Simulation files:
Average_current_buck.zip
not2much
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  • 2014-3-15 23:41:40
 
谢谢,请问为什么要这么改呢?
level 2是指opamp的什么特性啊?我选的方波发生器是pulse,设置参数以后出来的波形也是锯齿波,这个会有什么影响吗?
荨麻草
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  • 2014-3-16 00:01:52
 
1.我正儿八经接触simplis也是最近两周的事情,不熟,有些现象我也解释不清楚(比如有时候用单电源给运放供电可以,有时候不可以,行与不行都是试出来的,囧...)
2.Level2更接近真实器件的特性(在一篇帖子中看到的,找不着了...)
我想我还得多花时间去好好阅读一下Simplis的help
not2much
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  • 2014-3-16 00:05:39
 
我接触的也少。那是不是需要AC和transient同时进行,才能仿真闭环呢?因为我试了只仿transient,结果和选AC和transient的结果不一致。
荨麻草
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  • 2014-3-16 00:13:02
 
不是的,我一般是[size=13.63636302947998px]transient通过之后,才进行AC Analysis的,通常情况下,[size=13.63636302947998px]transient通过了,AC就可以通过了,上传一份文件,应该能够回答你的困惑(可能你也有,只是没看):
SimPLisSimtrix使用手冊.zip

荨麻草
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  • 2014-3-16 00:15:31
 
Sorry,上传失败,发个链接:
http://www.docin.com/p-100067326.html
我觉得这份Training讲的非常好
not2much
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  • 2014-3-16 00:25:20
 
谢谢,我试试看。
not2much
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  • 2014-3-15 23:38:34
 
不好意思,这么晚才回复。先说下第二个问题吧,我很疑惑是不是在simplis中,一定要同时运行AC和transient analysis才能仿真闭环啊。


第一个问题的伯德图,我现在也弄不出来了。。。。我当时测的是电流环路的波特图,电压环开环,电流环闭环。





bode plot probe的IN接的IOUT,OUT接的是电感电流采样后经过放大器的信号。
not2much
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  • 2014-3-16 05:38:12
 
感谢大家对我的帮助。根据Philip Cooke的那篇文章设计的Average Current Mode Control 我已经在simplis中实现了,与我在matlab里面计算的幅频特性非常贴近。非常谢谢大家。在这个电路的基础上,我试了试I2 Average Current Mode Control,并且与传统的ACM进行了对比。测试的方法在负载step up,原先2欧姆的负载在50us时变为1欧姆,瞬态结果如下:
X1-inp为电压环补偿电路的输出,vci为电流环补偿电路的输出,IOUT为采样的电感电流, E1-CN为输出电压
ACM



I2 ACM using inductor current peak



I2 ACM using inductor current valley



对比发现,输出电压在load step up的情况下,恢复速度是 I2 ACM peak(500us)>I2 ACM valley(600us)>ACM(800us). 但是在达到新的工作点时,I2 ACM的两种方法都会产生不小的电流纹波,并且瞬态过程也不如ACM那样的平滑。
I2 Average Current Mode Control paper: I2 Average Current Mode Control for Switching Converters.pdf

SIMPLIS Schematics:
Average_current_buck.zip
I2_contrlo_peak.zip
I2_control_valley.zip



not2much
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  • 2014-3-16 11:05:52
 
似乎电路图中u1的hysteresis对transient的影响很大,将其改成10m后,性能会提升很多。修改后的效果如下,I2 peak


荨麻草
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  • 2014-3-16 11:20:31
 
貌似驱动占空比不太稳定哦?(9ms处,已达到输出稳定状态)


请教不二兄,I2 ACM control是否存在次谐波震荡的问题?
荨麻草
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  • 2014-3-16 11:25:44
 
扫频Open loop Bode,在Fsw/2(50kHz处),确实存在:


not2much
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  • 2014-3-16 12:01:41
 
去掉高频电容和缩小比较器的hysteresis可以解决I2 peak的PWM不稳定的问题,但是I2 valley还是会出现PWM不稳定的情况(我也还没有解决的)。
荨麻草
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  • 2014-3-16 12:05:20
 
看控制框图,I2 ACM也是一种Sample-data systerm,可否像峰值电流模式那样,加个小斜坡补偿,解决该问题?
not2much
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  • 2014-3-16 12:09:36
 
我更倾向于如Philip Cooke的文章里面说的方法,通过控制电流环补偿电路输出波形的斜率。
荨麻草
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  • 2014-3-16 12:27:49
 
我的意思是,ACM网络不动,PCM网络加斜坡,不知可行否?直觉上是可行的


荨麻草
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  • 2014-3-16 12:29:11
 
理由是,Fsw/2处的那个小尖峰是PCM网络造成的
not2much
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  • 2014-3-16 12:32:26
 
草兄不妨试试,个人觉得理论上说的通,但是波形的分析我还没有想出来。

荨麻草
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  • 2014-3-16 12:44:25
 
就是Dr. Ray的论文提到的内容呀,分析方法应该是一样的,PCM网络对电感电流(三角波)每个开关周期采样一次,由采样理论-->pade二阶近似--->Fsw/2---->幅频特性曲线尖峰...
下午约了人,估计暂时没空搞了,不二兄加油
not2much
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  • 2014-3-16 13:15:45
 
哎哟,有约啊……
not2much
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  • 2014-3-17 01:35:50
 
simplis里constant on-time modulation怎么弄啊
greendot
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  • 2014-3-17 12:34:19
 
v2, I2 ..... Paper 很新鲜啊。
COT 可以试试 :use VCO's output to trigger a Monostable (One Shot)
not2much
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  • 2014-3-17 13:19:55
 
谢谢,我现在在试constant frequency的,trailing edge modulation的斜坡补偿弄出来了,但是leading edge modulation的还是不行。
请问在leading edge modulation下的斜坡补偿的波形是什么样的?与trailing的水平镜像?
greendot
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  • 2014-3-18 10:48:08
 
如果 leading edge modulation 是VCM 的,是的。三角波形前沿是上升的。
not2much
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  • 2014-3-18 11:30:26
 
是这样的波形吧?



为什么是VCM? 电流模型不行吗?
greendot
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  • 2014-3-18 13:32:27
 
VCM 我指的是Valley Current Mode ,你说 leading edge modulation,我以为说的是 Valley。
VCM的 Slope compensation 波形刚和PCM 的相反,i.e. Flip horizontal



not2much
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  • 2014-3-18 06:07:02
 
在75楼上传的那篇文章里提到,那个尖峰是因为opamp的带宽引起,带宽越小引起的尖峰越大。另外,里面同样提到了需要加入斜坡补偿。
荨麻草
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  • 2014-3-18 09:01:53
 
多谢指正
有一点没想明白,如果运放视为非理想,运放开环增益A=1/[(t1*s+1)*(t2*s+1)],t1,t2是决定其运放带宽的常数...如何推导出,Fsw/2处的尖峰就是运放的带宽引起的?
文章一笔带过,貌似没给出解释
not2much
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  • 2014-3-18 10:21:06
 
而且我还看了他之前的那篇Unified Three-terminal switch model for current mode controls,很多side band frequency,一点都不理解。
小山芋
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我想问一下,这个RS触发器在哪?
not2much
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  • 2014-3-16 11:54:15
 
传统的ACM也有次谐波震荡的问题,I2应该也有。
看VT最近的论文,他们说ACM电流环补偿器里用于形成高频极点的电容会影响电路的稳定性。同样在在I2里,没有这个高频电容也会提高稳定性。

not2much
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  • 2014-3-16 05:39:05
 
给大家贴个好玩的。
huhushuai
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看了这么多,还是收获挺多的。
mmc_21
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  • 2014-3-17 12:38:19
 
这个得 好好看看
not2much
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  • 2014-3-31 10:24:26
 
I2 current mode control的modulator gain应该如何去计算?
greendot
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  • 2014-3-31 12:48:36
 
定义modulator gain 。
not2much
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  • 2014-3-31 13:07:10
 
d^/vci^, 其中d^为PWM占空比的小信号, vci^为电流环补偿电路的输出信号。
greendot
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  • 2014-3-31 15:17:00
 
瞄了一下文章,Fig.18 的,跟 PeakCM 不是雷同么?
not2much
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  • 2014-3-31 23:33:47
 
个人感觉是一样的,但是仿真出来的gain很大。
not2much
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  • 2014-3-31 23:37:01
 
另外,假设IL^有扰动,扰动会出现在modulator的ramp上,同时也会出现在Vci^里,所以感觉可能会比较复杂。
not2much
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  • 2014-4-1 09:52:31
 
我仿真出来的modulator gain有15dB。为了避免影响,我将QR flip flop 输出的high为1V 。


I2_contrlo_peak.zip

greendot
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  • 2014-4-1 20:03:48
 
觉得可以从文章里(或你的仿真里)的 iL^/vci^ 或 vo^/vci^ 的Bode Plot中 ,deduce 出d^/vci^ @near DC 的值,验证一下 Gain 是几多。
例如 iL^/vci^ = ( iL^/d^) * (d^/vci^) = Gid*Fm
not2much
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  • 2014-4-2 00:02:08
 
我仿真出来的有15dB左右,但是我算出来的却只有几dB....
greendot
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  • 2014-4-2 12:19:43
 
用你的 Simplis File ,将AC source 放在 Vc_ref 处,Forced Perturbation, Fm 是 -4dB。
你的计算依据是。。。
not2much
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  • 2014-4-2 23:24:33
 
如果把AC source放在电流采样的放大器的之后,测出来的Fm是12dB。。。我是觉得输入Fm的信号为Vci(电流环补偿器的输出)和电感电流。按照通常的计算方法,在Vci上加入perturbation,然后计算d^/Vci^。但是Fm的external ramp却是IL并且会受到扰动,Fm需要考虑IL和在Vci的变化,所以我是在电感电流上加入的AC source。
附上Ridley的block diagram,假设图中的vc为我电路图中的vci。



我的计算依据是2/((Sn+Snc)*Ts),其中Sn为IL的rising slope,Snc为Vci输出的falling slope。
greendot
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  • 2014-4-2 23:47:25
 
AC source 放在 vc_ref,vci和IL俱会被扰动,得出的d^/vci^ (即109楼的Fm=-4dB) 和AC source放在IOUT处得出的Fm,不知哪个较“正当” ?
not2much
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  • 2014-4-2 23:52:08
 
还请老师明示,我也不太清楚到底应该放在哪里。
greendot
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  • 2014-4-3 00:04:58
 
我不是老师,我是请教啊。。夜了,明儿见。
not2much
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  • 2014-4-3 00:16:59
 
明天见!
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  • 2014-4-3 12:31:18
 
这里有个根本的问题。
现在看见了,你的Fm表达式,是类似一般建模 d^= Fm*(vc^ - iL^*Rs) 里的Fm,
即 Fm= d^/(vc^ - iL^*Rs),这可不是你需要的 Fm=d^/vc^ ,
。。。
not2much
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  • 2014-4-4 00:16:29
 
是的,我也注意到了。一般的建模当中的计算过程是1/(Se+Sn)*Ts, 我的这个可能是(1+Gci)/(Se+Sn)*Ts, 其中Gci是电流环补偿电路的传递函数在fs的增益,对应的是vc^因为IL^的变化。算的是Fm=d^/IL^,但不知道这样对不对。
greendot
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  • 2014-4-4 11:03:53
 
不太明白你最后两句
not2much
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  • 2014-4-4 11:40:27
 
当IL上的perturbation为IL^时,IL^经过电流环补偿电路后输出幅值为-|Gci|*IL^(表现为vci^),所以(vci+vci^)=(IL-IL^)+Sn*(D+d^)*Ts,我觉得这里可能只需要电感电流上升的斜率Sn。整理后得到,d^/vci^=(1+1/Gci)/(Sn*Ts), d^/IL^=(1+Gci)/(Sn*Ts).
greendot
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  • 2014-4-5 23:17:22
 
关于Fm的问题,你试试把你的Simplis file 改为 Peak CM,看看如110楼 d^/vc^ 的 Response ?
not2much
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  • 2014-4-7 04:00:17
 
我试了,Fm的gain确实是1/((Se+Sn)*Ts), 如Ridley的论文所写的那样。
greendot
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  • 2014-4-7 10:01:35
 
那么得出的 d^/vc^ Bode 是 Frequency dependant or independant ?
1/((Se+Sn)*Ts) 是 independant 的
not2much
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  • 2014-4-7 11:30:13
 
下图是测试的[size=13.63636302947998px]1/((Se+Sn)*Ts) ,其中Se*Ts=1,Sn*Ts=1.理论计算的大小为-6.0206.



看110楼的图,貌似I2 control里的Fm与frequency是有关系的,也许是应为vci和IL都收到了ACsource的影响。
greendot
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  • 2014-4-7 13:39:13
 
110楼 PCM,先不叫d^/vc^做Fm,在电流闭环下,d^/vc^的仿真结果类似下图:

由框图,且不管Fm的数值如何,推导可得:
d^/vc^ = Fm/(1+Fm*Gid*Ri) , 忽略He(s)
可见d^/vc^ 不是图里的Fm,并且是 freq. dependant 的,
这跟 d^/vc^ = 1/((Se+Sn)*Ts) 的discrepancy 如何解释 ?

not2much
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  • 2014-4-7 23:07:38
 
这个图我也得到过,还没来得及分析,谢谢指出。
greendot
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  • 2014-4-7 23:19:16
 
很明显,一个是iL^≠0,一个是IL^=0,
同理,回到I2 Mode ,Modulator 的输入只有两个变量,iL^和vci^,(Se不变)
如果要的是d^/vci^ = Fm(Se,Sn) 这种表达方式,似乎是跟Gcl无关的?
not2much
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  • 2014-4-7 23:24:12
 
但感觉上Sn与Gcl有关系,因为输入的vci^为IL^经过Gcl,并且IL^为正的时候,Vci^为负的.......
not2much
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  • 2014-4-7 23:29:28
 
上传一篇modeling V2 control的文章,这个是我目前见到的最通俗易懂的。作者画出的框图是否可以借鉴一下?
Modeling and Design Consideration of V2 Controlled Buck Regulator.pdf

但其中有一小部分内容有争议。
greendot
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  • 2014-4-7 23:47:24
 
谢谢,类似的框图见过,另可否找找 Reference [1] ?
not2much
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  • 2014-4-7 23:59:37
 
貌似找不到这篇文章。。。。
not2much
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  • 2014-4-8 10:51:41
 
请问“[size=13.63636302947998px]很明显,一个是iL^≠0,一个是IL^=0”中的[size=13.63636302947998px]iL^≠0和IL^=0分别指的是?前者是指Fm?(1+Fm*Gid*Ri),后者是[size=13.63636302947998px] Fm(Se,Sn)?
[size=13.63636302947998px]照此分析,在simplis中测量的d^/vci^并不是Fm?
greendot
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  • 2014-4-8 11:52:50
 
是的。
Simplis里的是电流闭环,d^/vci^的结果是前者。
128楼Qu的文章,式(6) 应该是Fm2=d^/vc^,跟Av是无关的,
但 d^/vo^ = Fm(1+Av) 时,才有关,
I2是V2的Dual,也应作如是观。
PS Design with Fast Transient Response Using V2 Control Scheme.pdf
V2控制Buck变换器分析.pdf

not2much
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  • 2014-4-8 22:18:45
 
好的,我看看
not2much
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  • 2014-5-2 22:54:17
 
现在碰到一个问题,我在测试I2 Average control的时候,电流环的初始相位大于0。测试的情况是bode plot probe里面设置了multiply -1,电压环开环。电路图如下:





伯德图如下:


仿真文件: I2_contrlo_peak.zip
not2much
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  • 2014-5-2 22:56:54
 
按理来说输出信号不应该是滞后于输入信号吗?相位应该是负的啊
greendot
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  • 2014-5-3 11:29:06
 
未必是有问题的。
如果 Bode Plot Prober 的 Output 改为 vci,不乘以-1 ,相位是正90度开始的,觉得有无问题?
应该是没有的,低频时,Z2/Z1 有-90度延迟,Opamp再有-180度,加起来是-270度,亦即90度。
not2much
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  • 2014-5-3 13:59:00
 
但是乘以-1不就是为了抵消opamp的-180度吗?乘以-1之后,加起来是否应该是-90度?
greendot
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  • 2014-5-3 23:35:01
 
1. 你说的虽然没错,但为什么这时/这里用乘以-1呢,
2. iL^/iout^ 的真正相位差,是不需要用乘以-1的,仿真结果是-90度开始的。
not2much
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  • 2014-5-4 11:44:23
 
1.个人觉得乘以-1是因为我们通过测量的是闭环信号之间的比值来获得开环的伯德图,由于iL^经过opamp的反向输入端,所以乘以-1使得“负负得正”,获得开环的频率响应。
2.不太理解“iL^/iout^ 的真正相位差,是不需要用乘以-1的,仿真结果是-90度开始的”。在测量的是电压环的时候不是需要乘以-1吗?电流为什么不一样了?
greendot
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  • 2014-5-5 23:40:55
 
之前没看清楚,现在才发觉,你Concern的不是iL^/iout^ 的相位,而是Current Loop的相位。
有导出 Current Loop 的表达式么 ?
not2much
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  • 2014-5-6 10:05:07
 
试过,但是相位不对,所以还在纠结呢。。。
greendot
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  • 2014-5-7 20:03:36
 
估计还是Fm的问题 ?
not2much
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  • 2014-5-8 00:09:37
 
但貌似就差180度,我再想想是哪里不对。
not2much
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  • 2014-5-26 10:44:03
 
请问IL和Vci经过的Fm是否是一样的啊?个人感觉是一样的,但是我的推导又是不一样的。相差一个(1+Gci)的因子。
greendot
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  • 2014-5-26 12:14:34
 
IL和Vci经过的Fm是否是一样?我理解是同一个Fm,但相位不同。(不知这跟你的Current Loop Gain相位的纠结是否有关
能看看你的推导么?
not2much
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  • 2014-5-26 13:08:54
 

not2much
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  • 2014-5-26 13:09:31
 
请点击大图。我做了三种假设,得到三个不同的结果。
greendot
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  • 2014-5-26 13:25:49
 
谢谢,看看先。
145楼的,重看你的Simplis file,我的意思是Iout和Vci 是同一个Fm
not2much
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  • 2014-5-26 13:31:51
 
好的
greendot
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  • 2014-5-26 23:25:26
 
这样说吧,不知对不对的:
由 vci 和 Ri*IL 的波形,决定了一个Fm数值,使得
d^ = Fm*(vci^ - Ri*IL^) + ..vg^+..vo^ ,
由于 vci 是 IL 的函数,因此增益 d^/vci^ 或 d^/Ri*IL^ 都不是 Fm
如果写成
d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^) ,vc=voltage error amp output
d^/Ri*IL^ 可以定义为 - Fm*(1+Gc)。
而 d^/vc^ = Fm*(1+Gc) ,这才是真正意义上的 Modulation Gain ?


至于那3个推导Fm的方法,再讨论。
not2much
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  • 2014-5-27 00:46:41
 
您在“d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^)”中用的是vc^而不是vci^,意思是将内环的opamp一并考虑在内了?所以在最后的结果的时候,要除以(1+Gc),才能得到Fm?
greendot
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  • 2014-5-27 11:02:10
 
最后的结果”是指。。。
能否试试在Simplis仿真里,找出 Fm的数值 ?
not2much
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  • 2014-5-27 14:35:55
 
"最后的结果"是指我上传的那个照片中得到的表达式。我也想过在Simplis里测试一下,但貌似不太可行。
1.将AC source 串联在current sense amplifier的输出的时候,AC 信号同时经过电流环的opamp并且产生相位差。正如您所说的,d^/vci^并不一定就是FM,所以我也怀疑这样的结果是否正确。
2.将AC source串联在电流环opamp的输出端,既vci处,这样AC信号通过会反向流过opamp进入fast loop(采样电感电流峰值的环路,类似PCM),这样在fast loop上的AC信号经过了opamp的衰减。同样,我也怀疑这样做的正确性。
greendot
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  • 2014-5-29 18:04:47
 
回153楼。
1. 短路C2(5.6n),使Gc= -5K/15K,这样Gc在任何频率下都是个恒定值,这样虽然Vout的稳态误差很大,但应该不影响Fm (只是想当然的),
2. 把AC Source 放在Vc处(Vc_ref)

如果 d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^) 成立,则
d^/Vc^ = Fm*(1+Gc)*(1 - Ri*IL^/Vc^)
式中两个红传函可以 Simplis 出来,这样Fm就可以算出来了。
not2much
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  • 2014-5-29 18:25:29
 
请问“d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^)”是根据什么推导出来的?还是根据环路block diagram“看”出来的?确认一下,您在这里说的vc^是电流opamp的输出吧?
这样的话,如何将Fm用表达式表达出啦呢?Fm=d^/((vc^-Ri*IL^)*(1+Gc)).
greendot
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  • 2014-5-30 11:16:31
 
vc不是vci,vc是电压环 Error Amp 的输出,AC source就放在OpAmp X1的Non-inverting Input 处 (即 vc_ref 处)。


d^ = Fm*(vci^ - Ri*IL^) , vci^= vc^*(1+Gc) - Ri*IL^*Gc

所以 d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^)

not2much
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  • 2014-5-30 11:50:58
 
谢谢。
请问我该如何下手来推导Fm的表达式呢?
greendot
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  • 2014-5-30 12:37:55
 
这个Fm,如果从Simplis里找,我试过约等于1.9/V (@Vc直流=2V),和Gc是有关的,
如果要推导表达式,你前面3个方法都差不多,只是不一定接近真实的,
就像Peak Current Mode的,Fm就有几个不同的表达式,哪个较好?个人觉得是Tan的(#),不知可不可以借镜一下,推导I2的Fm?
(#)Thesis : Tan - Modeling And Control of Converters




not2much
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  • 2014-5-30 13:00:50
 
貌似没有找到这篇文章,而且不是CPES的好像。
作者的全名是什么?或者能发给我一份吗?
greendot
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  • 2014-5-30 13:19:56
 
是Caltech的,http://thesis.library.caltech.edu/4848/ ,download link 在page 最下面。
另外也可以参考Verghese的,即Erickson Fundametals 。。书里面的。
not2much
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  • 2014-5-30 14:26:33
 
谢谢,下载到了。看看先
not2much
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  • 2014-6-4 15:44:08
 
我参考了这篇文章中的Fm(与原文的改变不大),计算出来的结果与仿真得到的数据还是有差距,但是差距比之前的推导结果小了一些。
greendot
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  • 2014-6-4 16:27:03
 
计算与仿真得到的数据是几多?如何得到的啊?
not2much
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  • 2014-6-5 00:35:05
 
过两天我把伯德图贴出来,明天我要出去,后天回来。
not2much
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  • 2014-6-6 20:02:07
 
计算是通过matlab写出传递函数,然后换出波特图,仿真是直接从simplis得到的。以下是我的部分结果,蓝色的为推导的结果,绿色的是simplis的data。第一组波特图是buck converter,D=0.6, no slope compensation.
1).Fm的计算采用之前上传的方法1

Simplis bode probe: From FB to VOUT




Simplis bode probe: From IOUT to IL, voltage loop open



2). Fm的计算借鉴了Caltech的那篇Dissertation

Simplis bode probe: From FB to VOUT




Simplis bode probe: From IOUT to IL, voltage loop open
not2much
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  • 2014-6-6 20:08:32
 
加入幅值0.75V,频率100KHz的斜坡补偿。
1).Fm的计算采用之前上传的方法1


Simplis bode probe: From FB to VOUT




Simplis bode probe: From IOUT to IL, voltage loop open


2). Fm的计算借鉴了Caltech的那篇Dissertation



Simplis bode probe: From FB to VOUT




Simplis bode probe: From IOUT to IL, voltage loop open


not2much
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  • 2014-6-6 20:12:50
 
我觉得在有斜坡补偿的时候,斜坡对Fm的影响我可能计算的不对,因为原本是的斜坡是1.5V/Ts的脉冲电源,但是我经过了一个1:1(gain=0.5)的分压网络,所以我计算的斜坡是0.75V/Ts。附件是我的电路图。
I2_contrlo_peak_slope_comp.zip

greendot
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  • 2014-6-9 16:39:31
 
只看了没有 Slope Comp 的部分,有点消化不来。
有没有发觉d^/vc^ (不是vci^) 是和 Gc无关的 ?


下面是玩的,不要当真:
1. 把Simplis电路改了一下,所有寄生电阻=0 ,Diode=VPWL Resisitor,Vg=5V,R=1 ohm ,Sensing Gain =1 ohm,D=0.4
2. 又用Simetrix根据分析方法做了一个电路,里面假设 Fm=2.5,ωp=150000 (Tan's model)



Simetrix.rar


两者仿得的的Currrent Loop Gain如下


一花一天堂
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请问g老师,LAP1~5 是什么呀?缓冲器?
greendot
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  • 2014-6-9 17:17:55
 
Laplace Function。
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  • 2014-6-9 17:28:58
 

ARB4 和 ARB5 中间插入 laplace function ,意义不解 ~



laplace function 级联,意义又不解 ~
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  • 2014-6-9 17:42:19
 
AC analysis.
上图= [A(s)-B(s)]*F(s) ...
下图= F(s)*G(s)
还解不解?
一花一天堂
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我将时域和频域混在一起了 ,是我的错 ~
greendot
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善莫大焉
not2much
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  • 2014-6-9 22:57:11
 
我还没有看Tan后面的部分,只参考了modulator gain那个章节。他的modulator gain针对于PCM不包括Gc。不知道老师为什么会关注Gc而是不是Gci?
我发现即使在一定范围内改变Fm的值,在没有slope comp的情况下,current loop的模型与仿真切合的很好,但是在有的slope comp的时候就有差距了。
greendot
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  • 2014-6-9 23:33:15
 
是Gci,习惯地写错了。
not2much
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  • 2014-6-10 09:34:46
 
参照Tan的notation,在I2 ACM中,Mc可以是slope comp+Gci 输出的纹波斜率,如果是这样的话,应该就要考虑Gci。Tan的结论中的Fm是不直接包含Gci的gain的。
但是我还是不能确定在有slope comp的情况下,哪个Fm更贴近仿真结果?
greendot
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  • 2014-6-10 17:56:37
 
没系统地看待过I2这玩意,真没 idea。
not2much
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  • 2014-6-10 18:40:59
 
not2much
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  • 2014-6-13 03:07:57
 
老师在168楼的仿真是没有次谐波震荡的情况吧。在有subharmonic的时候,如165楼的波特图,如何从频率响应上判断current loop是不稳定的呢?
貌似区别是高频的时候,相角是否过零? 但是此时的gain是小于零的。有点疑惑。
greendot
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  • 2014-6-14 23:52:51
 
我那个的 D=0.4,还没有次谐波震荡
你的是 D=0.6,应该有了吧,但仿真出来的电流波形却是一片Chaos,怀疑这时仿出来的频率响应是不是可信的?
not2much
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  • 2014-6-23 03:17:44
 
我又看了一遍Song Qu的那篇文章,在推导slow loop的modulator gain的时候,他的表达式是d^/vo^,而不是d^/vc^. 他在这忽略了compensator的左右,这个时候我才想起来您之前的说的modulator gain应该与Gcl无关的那句话。不知道我这样理解对不对?
greendot
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  • 2014-6-23 16:25:07
 
文内的 Slow feedback loop Fm2 是打错了,应该是d^/vc^才对
把式(4)写成 vo = vc - F(D)
Perturb后, vo^ = vc^ - F'(D)*d^
得 Fm1 = d^/vo^ = -1/F'(D) ,
Fm2 = d^/vc^ = 1/F'(D)
一如式(7)下面那句话。
greendot
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  • 2014-6-27 11:32:09
 
再看了一下,原来我看错了式(4),F(D)不纯是D的函数,里面还有Vo,
如果说 Fm2= d^/vc^ ,式(6) 一时又推不出来。。。
not2much
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  • 2014-6-27 12:04:11
 
感觉上Fm1应该是和Fm2一样的,但是推的好像有些问题。我之前的想法是,Av的设计可能是根据“开环”的专递函数,既Fm2没有连接Av的时候。所以Fm2也是d^/vo^。
greendot
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  • 2014-6-27 12:26:13
 
弄不明白,不过另一文章里(前面上传过),d 的表达式不同,结果 Fm2 = -Fm1 ,Fm2= d^/vc^ ,似乎是Ref.[1] 的内容。
not2much
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  • 2014-6-27 12:54:51
 
是在之前的那篇文章里,但不是Qu的ref[1]。那篇文章里的公式很模糊,而且感觉大部分内容与Qu的一样,所以当时没有仔细看。现在回过来再看,发现是不一样的。但貌似Qu的文章被引用的更多。
greendot
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  • 2014-6-27 13:13:26
 
Wang的文章公式很模糊,猜想是Copy Ref.[1] 的,所以怀疑内容和它是一样。
有别于Wang,Qu的是还包括了输出电容的充放电纹波,应该比较适当,但如果忽略这个纹波,两篇文章的Fm‘s,应该是一样的,是不是呢?
not2much
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  • 2014-6-28 03:55:00
 
是指Qu的Ref[1]吗?好像在网上搜不到这篇文章了,HFPC这个会议貌似已经不存在了。不过Wang和Qu的差别就只有Fm了。
greendot
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  • 2014-6-28 12:39:13
 
Qu的式(7)也是有问题的,
应该等于分子里的1去掉后的式(5)
not2much
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  • 2014-6-27 12:08:35
 
问一个题外的问题。



请问在如图所示的PWM上升沿的时候,为什么会有这个凹陷?是因为米勒平台效应吗?应该如何解决?我在另外的一个帖子里问了这个问题,但没人理我。
greendot
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  • 2014-6-27 12:29:24
 
是MOS的Vgs的话,就是米勒平台,一定有的,对你影响不大吧?
not2much
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  • 2014-6-27 12:49:07
 
这个不是我的图,我只是在别人的帖子里看到,但是忽然不记得是什么原因了。
荨麻草
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  • 2014-6-27 22:38:58
 
前两天测试(有源钳位正激),Forward MOS的Vgs米勒平台处(绿色),也出现了这样一个“坑”,形成原因不详,貌似对电源的性能没啥影响




not2much
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  • 2014-6-27 23:37:31
 
谢谢。貌似都会有这个坑,但应该不会对电路有什么影响。
这个是另外一篇帖子,分析了这个波形https://bbs.21dianyuan.com/36167.html
greendot
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  • 2014-6-28 13:10:35
 
说有个坑,不如说有个峰(坑前的),
测得的Vgs实际是包括源极寄生电感(Package + PCB)的 Ls*dIs/dt 电压的,个人理解。
not2much
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  • 2014-6-30 00:23:19
 
您的意思是坑前的那个尖峰是因为寄生电感感应的电压,坑是因为米勒平台造成的大电容Vgd,导致Vgs的电压在此刻骤降?
greendot
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  • 2014-6-30 12:04:50
 
大致上,坑是原本的米勒平台。


not2much
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  • 2014-6-30 12:17:45
 
可能我理解错了。根据这篇paper, Mitigatioin Methods for Parasitic Turn-on Effect Due to Miller Effect.pdf
,这个坑是因为米勒平台形成的大电容放电的原因导致坑前的电压尖峰是吗?而不是像我在199楼说的那样。
greendot
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  • 2014-6-30 12:36:26
 
这样说吧,如果没有Ls,就没有那尖峰,只会见到一平台,如201楼图的白线,
当Is(Id)电流的上升斜率很大,而又存在Ls的话,Ls上的电压(一个尖峰)便会叠加在平台上,
米勒电容(N倍Cgd)的放电电流在G-D间,会流进 Ls。
一花一天堂
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  • 2014-6-30 12:40:45
 
叠加在弥勒平台上,为什么是上凸而不是下凹呢?
greendot
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  • 2014-6-30 13:19:20
 
Ls*dIs/dt 是正电压啊。
一花一天堂
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  • 2014-6-30 14:30:46
 
不知道我有没有理解到大师的意思 ~
(电感右边的电位是观察点
一花一天堂
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  • 2014-6-30 14:38:13
 

greendot
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  • 2014-6-30 15:03:28
 
看198楼的描述啊,Ls是源极(Source)电感,nH级别,不是Gate的那个。
一花一天堂
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  • 2014-6-30 15:28:54
 
哦,明白了 ~
水涨船高 ~
一花一天堂
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  • 2014-6-30 16:11:46
 
有无 Ls 对比再现下,嬉嬉 ~


not2much
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  • 2014-7-1 00:51:16
 
有仿真对比形象多了。
我不明白的是,为什么米勒效应的电容会产生这个平台呢? 以上图为例,v1电压上升的时候,电容两端的电压为v2(v1假设初始电压为0),电流是经过v1-c1-v2流通。那么给Cgs充电的电流就小了,这个时候,在Vgs电压上升的初期,斜率应该比较小吧?为什么在下图中会出现这个平台呢?
一花一天堂
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  • 2014-7-1 08:01:49
 
弥勒期间,平台也不是绝对“平”的,只是流过Rg的电流基本流向Cdg ,关于这方面的资料有很多,我怕说不清楚误导了 ~
not2much
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  • 2014-7-2 00:50:11
 
谢谢。刚才看了Vishay的APP note 608,里面分析了这个波形。
not2much
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  • 2014-7-2 08:15:25
 
我写了一份自己总结的米勒平台的文档,还请大家看看,有没有不对的地方。
米勒平台形成的原理.pdf

greendot
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  • 2014-7-2 11:31:44
 
1. "骤然增加的门极电流在杂散电感上感应生成了电压尖峰" ? 还是源极电流?
2. “源级附近的杂散电感为米勒平台前电压尖峰的主要原因” ?还是平台间 ?



LZ可有这Paper ? 估计又是Describing Function的。
Small-signal analysis and design of constant frequency V2 peak control - Tian, Lee, Yan (APEC 2013)




not2much
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  • 2014-7-2 12:02:06
 
1.写错了,不好啥意思,是源极。
2.写的时候是从波形图上来看的,看起来像是在平台之前。从分析上来说,既然是来之源极的杂散电感,就需要是在IDS骤然上升的阶段,既为文档中t3与t1之间的时刻,而此阶段处于平台之前。不知道这样分析对不对?
3.您要的paper,06520528.pdf 如您所说确实是用describing function。
greendot
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  • 2014-7-2 12:45:19
 
2. 如果用一花的例子来说明,那是Resistive switching,Ids的上升,和Vds的下降,基本是同时的,所以尖峰在平台间。Inductive switching的话,应在平台之前,理想情形下,还可以见到明显的平台。


Thanks for the paper。见到Tian和Yan,应该就是DF了。
一花一天堂
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  • 2014-7-2 12:51:05
 
Resistive switching 仿真的结果 ,的确是在平台前端 。210楼上图没有拉开 ~
greendot
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  • 2014-7-2 13:19:05
 
间,指尖峰在平台范围内,
你把Vds和Ids波形并列放上来看看?
一花一天堂
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  • 2014-7-2 13:27:38
 

not2much
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  • 2014-7-2 12:55:00
 
这里我就有点不太明白了,inductive switching的时候,Ids要晚于Vds。在平台之间的时候,Ids还处于上升阶段,这个时候尖峰应该处于平台之间吧。
我把APP NOTE里的原文加入到了文档里面,不知道是否和您说的一样。
米勒平台形成的原理.pdf

greendot
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  • 2014-7-2 13:24:28
 
Inductive SW:电感看作电流源, Ids 上升“完成”,Vds才开始下降。


一花一天堂
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  • 2014-7-2 13:29:25
 
224楼结果,好象不是这样哦 ~
greendot
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  • 2014-7-2 13:36:08
 
224楼的Drain极负载是带电的电感 ?还是依然是电阻?原理图。。
一花一天堂
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  • 2014-7-2 13:38:31
 
负载是50n的电感呀,原理图就是210楼的上图呀,参数没变 ~
一花一天堂
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  • 2014-7-2 14:35:28
 
Ids 上升“完成”,Vds才开始下降。
将源极的电感扩大到 1u ,仍然没有看到这个现象 ~

greendot
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  • 2014-7-2 14:52:05
 

你没看清楚226楼,连在Drain的才叫负载,把R2换成带电的电感(或索性用个电流源,如223楼图),L1可先不要。
一花一天堂
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  • 2014-7-2 15:22:11
 
哎,不在状态呀 ,我要检讨 ~

not2much
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  • 2014-7-2 21:50:35
 
请问resistive switching的时候,波形图是什么样的呢?
greendot
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  • 2014-7-2 23:32:49
 
看一花兄的仿真:
Vds和Ids波形如224楼图。
Vgs如222楼图。(里面Vgs误标为Vds)
心囚蓝魔
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  • 2014-7-4 12:10:53
 
问一下大师,你引用的这两张图片出自哪里?可否分享一下原件学习一下
greendot
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  • 2014-7-4 12:32:19
 
心囚蓝魔
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  • 2014-7-4 12:51:53
 
谢谢老师的分享
一花一天堂
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  • 2014-7-2 13:20:52
 

这次上凸的部分在平台间。
昨天,我的确看到上凸的部分是在平台前端,很遗憾当时的参数没有保存。
not2much
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  • 2014-7-2 12:34:44
 
AN608里有这么一段话,“The next part of the waveform is the Miller Plateau. It is generally accepted that the point at which the gate charge figure goes into the plateau region coincides with the peak value of the peak current. However, the knee in the gate charge actually depends on the product (1) (CgdVGD) with respect to time. This means if there is a small value of drain current and large value of output impedance, then IDS can actually reach its maximum value after the left knee occurs. 也就是说,在某些情况下,IDS的峰值会出现在t3时间段内,生成的尖峰就出现在了平台之间。
not2much
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  • 2014-7-3 12:29:19
 
感谢大家的帮忙,我把整理好的文档上传到了一篇原创帖中。貌似在这篇帖子里讨论米勒平台的问题有点跑题了,而且会看这篇帖子的人也很少。其实我还是有点不太能理解resistive switching和inductive switching的波形,还请大家多多帮忙啊。我的猜想是用电流源来代替感性负载的话,原本在负载中的电流,会强迫Ids加速导通,使得尖峰处于平台之前。是这样吗?
https://bbs.21dianyuan.com/187090.html
greendot
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  • 2014-7-3 13:06:23
 
两种Switching 的波形都不难理解,
1. Resistive:Ids上升时,负载压降VL增大,Vds (=Vcc-VL)下降,Ids和Vds同时间分别上升和下降。
2. Inductive :假设电流源是1A,Ids由零上升至0.99A,余下的0.01A还会流进Diode,Vds仍被嵌在Vcc,直到Ids=1A,Diode关断,Vds才开始下降。
not2much
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  • 2014-7-3 13:42:02
 
我貌似明白了。
1.Vds开始下降的时候才会引起米勒效应,因为此时的MOSFET才有放大增益。在resistive的时候,Ids的上升和Vds下降同时发生,也就是说有L*dI/dt的时候,同时米勒平台出现。所以尖峰出现在平台之间。
2.Inductive的时候,由于Diode的箝位,是的Vds要在Ids到达拐点之后才会下降。所以MOSFET进入增益放大(米勒平台)的时候L*dI/dt=0.因此尖峰在平台之前就出现了。
一花一天堂
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LV8
副总工程师
  • 2014-7-3 13:59:33
 
Greendot 老师:已经观察到 弥勒平台的前沿 出现“尖峰”现象,图象非常清楚和您分享下 ~仿真,真的非常有用 ~

greendot
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LV12
专家
  • 2014-7-3 15:53:18
 
。不过有时仿真会给你一个假的或不合理的结果,见过但又一时记不起那些例子了。
not2much
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LV8
副总工程师
  • 2014-7-29 09:23:57
 
最近看了Digital Control of Dynamic Systems里面Describing Function那一章,书里说describing function无法判断出系统的subharmonics。VT的哪些用describing function分析V2, peak current mode和I2的文章,岂不是都不能分析出subharmonics的原因。因为我看到的那篇关于I2的没有分析这个方面。
greendot
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  • 2014-7-29 10:57:09
 
你应该有下面的VT论文吧,记得里面用DF导出 Gic(s), predict 到 subharmonics的,
Li - Current Mode Control - Modeling & its Digital Application
not2much
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  • 2014-7-29 13:16:50
 
好的 我看看
not2much
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  • 2014-7-30 11:21:29
 
我看了他们的另外一篇论文,里面引用很多之前的成果,推导过程比较复杂,我到现在还没有看完。不过他们貌似很喜欢用constant on time control的方法,请问如何在Simplis中实现这个电路呢?
greendot
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  • 2014-7-30 18:47:51
 
COT 电路,component level的?未玩过。
greendot
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  • 2014-7-30 23:10:27
 
貌似可以用一个 555 Timer 接成一个 Programmble one-shot 来输出 Ton 。
zhangguosong4
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  • 2014-6-30 08:13:11
 
恩,学习了哇
not2much
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  • 2014-8-14 05:16:05
 
有一个新问题想要请教大家。我下载doaer大师的UC3886的仿真文件,貌似他的UC3886是自己建模的,Simplis没有提供这个元件。他做的这个器件貌似不能调节开关频率?
另外我想问下如何看到这个元件的内部结构呢?我怎么才能做一个自己的元件?
附近是Simplis仿真文件
UC3886.rar
荨麻草
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  • 2014-8-14 08:18:37
 
看到component内部结构,并更改开关频率的其中一种方法:
双击.sxcmp文件----->同步更改waveform generator V1 和 V6的频率----->保存更改----->run .sxsch即可


not2much
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  • 2014-8-14 10:03:59
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谢谢。我现在装了两个版本的Simplis,为了不用默认的版本打开,我都么有试过双击。原来别有洞天啊
假设我自己画了一个内部结构的电路,是不是选择create netlist as a subcircuit就可以得到一个IC?
荨麻草
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  • 2014-8-14 11:36:02
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not2much
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  • 2014-8-14 10:43:25
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荨麻草
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  • 2014-8-14 12:18:55
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不过这个仿真运行后,开机过冲有点猛。。。加个简单的软启电容,启动波形要好看一些



not2much
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  • 2014-8-14 13:00:18
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效果不错啊,谢谢分享
not2much
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LV8
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  • 2014-8-16 11:33:36
  • 倒数5
 
我看了UC3886的AN后,然后对照doaer大师的仿真文件,发现有一个问题。能否将连接断开BUF与ISP的连接?

改成





Simplis仿真的测试,貌似没有问题。仿真文件 UC3886 Variation.zip
not2much
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  • 2014-8-16 11:38:01
  • 倒数4
 
同样经过FRA测试,伯德图也是一样的。个人觉得BUF连接到ISP可以使电路开机的时候响应更快,但不一定是必需的?
荨麻草
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  • 2014-8-16 12:47:49
  • 倒数3
 
那个差分放大电路,R6接GND与接BUF,在交流分析时,差分放大增益是一样的(因Vbuf(s)=Vgnd(s)=0),即两种接法均放大(VR2+ - VR2-)*(R6/R12),故Bode也应该是一样的
但是R6接GND可能有个缺点,如果做同步整流,空载或轻载时,ISP可能采集不到完整的电流信息(因内部的差分放大器不是正负双电源供电)
not2much
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副总工程师
  • 2014-8-16 12:50:51
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我明白了。
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