|
| | | | | | | POP的输入必须是周期信号;
拉出来一个波形发生器,设为方波(其他周期波亦可)幅值设为0~5,POP接到波形发生器的输出,POP不做改动即可
漏说了一条,拉出Probe AC/noise---->Bode Probe
PS:其实测量补偿电路的Bode图,个人觉得用Semtrix更快一些 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | 要的。simplis需要一个周期信号来确定时间周期。个人理解是在AC Analysis的时候,simplis需要一个信号来确定测量的信号的频率,所以需要一个周期信号来提供基准时间(频率)信号。 |
|
|
| | | | | 1.simplis可对整个电源系统进行仿真
2.首先Buck需要闭环,且稳定工作,然后在Vin处叠加AC source,用Bode直接测量即可 |
|
|
|
| | | | | | | 2.为什么input-to-output需要闭环呢?
我试了control-to-output和control-to-inductor current的测试,结果都和计算的接近。 |
|
|
| | | | | | | | | 最下面,Pulse的幅值将1改成5(2.5以上均可),POP默认超过2.5V才会触发 |
|
|
| | | | | | | | | | | 谢谢,修改正确了。
之前我看到有些设计里面是将pop trigger接到电路的RS触发器,有的连接到了PWM输出端,有的是连接到了modulator的三角波上。我看了simplis reference,里面没有提到pop trigger的作用。不知道我这样理解对不对,pop trigger接受到的周期信号,对应了pop analysis里面的选项,既由这个周期信号提供时间基准进行计算。所以pop trigger并不一定需要连到相关电路里面。 |
|
|
|
| | | | | | | | | 2.想了一下,不需要闭环的(闭环的话,占空比扰动会给Input-to-output带来干扰),交流分析建立在直流分析的基础上,只要给Buck提供一个稳定的静态工作点就可以了 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | 是我弄错了,input-to-output的AC分析是可以开环测得,buck测量出来的结果与control-to-output的结果非常相近,只是幅值有点差别。
现在我在想如何输出阻抗?我记得Basso的书里是并联一个AC Current Source在负载两端,但是接下来怎么测?还是用Bode Plot Probe吗? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | [size=13.63636302947998px]input-to-output与t[size=13.63636302947998px]control-to-output的传函分母相同;
我也不知道Zout怎么测,试试用CCVS将输出电流转换成电压,并将其增益设为1,看看行不?
要是greendot老师在就好了 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | CCVS将AC current source转换成电压吗?再将其并联在负载两端?那怎么测? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | [size=13.63636302947998px]AC current source与负载电阻串联,[size=13.63636302947998px]CCVS将流过电阻的电流转换成电压Vc,然后Bode Vout与Vc,结果即是Zout,与实际的Zout相比,差了个倍数 |
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 与负载并联一个AC Current Source ,然后AC sweep,Probe Vout,Zout(dB)便是Vout(dB)-(AC Current Source 的幅值)(dB),如果ACCS的幅值是1,Vout(dB)直接就是Zout(dB) 。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | AC Source放错地方啦,改到反相端
还有Bode Probe |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果把AC source放到opamp的负端,就加 了180°的位移。我试想试试电路的control-to-output,从Vref看环路。
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 测试后,可以发现从Vref到Vout的闭环传函特性与LRC串联二阶振荡的传函特性曲线类似 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 应该是这样的,闭环后输出跟随输入,幅值为0dB。麻烦看下31楼的问题。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 个人感觉式(7)应该不需要那个负号。负号在小信号模型中已经被提到了求和符号那里,模型中的Gc应该是不加负号的式(7)。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | BlockDiagram 的 Gc(s)*(-H) 已“集成”为式(7) ,所以有负号。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 但是在block diagram里面的求和符号上同样还有一个负号,这样不就多了吗? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这要看哪个图是Reference,如果是文章的图1,那么Gc(s)是有负号,H是正号=+1,
用BlockDiagram来表示,因为H是负,所以Gc是正,理解就好。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢,可能我有点短路了。因为我在matlab里面编了这个程序,在计算环路伯德图的时候,Gc(s)应该是不带负号的吧? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 计算Bode时,一般不带负号。
另你21楼的问题,在29楼已复。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢,我看到了。可能是重新看了这篇文章后有点乱了。另外,我打算用simplis仿真他的这个电路,应为他把所有的参数都给了出来,恰好元件还都有。可惜现在仿真不收敛,还在继续研究。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | [size=13.63636302947998px]与负载并联一个AC Current Source ,然后AC sweep,Probe Vout,Zout(dB)便是Vout(dB)-(AC Current Source 的幅值)(dB),如果ACCS的幅值是1,Vout(dB)直接就是Zout(dB) 。
老师,我没有想明白,这个结论是怎么得到的...可否提示下? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 负载电流变动Δi,输出电压变动Δv,Zout=Δv/Δi,
现在Probe得的是Δv,把它除以 Δi,就是Zout。(dB的话,就是减啰) |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 嗯,这张图,本大师看基本是那么回事!
但1+GLC(s)是不应该的。
因为电流反馈,作为电感,本身就是个翘翘板。
不可能稳定,必定震荡。
而加入滤波,例如3842里那个采样电阻的RC滤波就是实现这个目的的。
就是人为把跷跷板的五惯性改为惯性环节。
至于输出的前馈,就是本大师所不能理解的了!
输出哪里来的前馈?
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 21楼的电路,TF(s) = 1+(Z2/Z1), Simplis 的 Bode Plot 貌似正常。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 呵呵,问的是21楼bode图的形状为什么貌似正常 。。。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 传递函数变了,小信号本来应该从反相端进入的,结果从同相端进入了...
如g老师所言,新的传递函数为:
[size=13.63636302947998px]TF(s) = 1+(Z2/Z1)
其中,Z1=R6=15k
Z2为跨接在运放两端的那一坨 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个我也知道~
我的问题是:那一坨的bode形状就和 21楼的bode形状 貌似一样,如何一下子就能看出??? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1+Z2/Z1 有两个Zero,两个Pole,幅频曲线正是如此,
当频率很高时,Z2=0,增益=1 (0dB),幅频曲线正是如此,这时相位是0,相频曲线正是如此,
..... |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1+Z2/Z1 有两个Zero,两个Pole,怎么一下子就知道的呢?有没有简单的方法判断?(比如:没有接触过电源补偿的人也能一下看出?) |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 没有接触过电源补偿的人,如果又不知道什么是Zero和Pole,就难办了。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 知道了也不好办,唯有算出其传函表达式,兄弟可有其他方法 (假如不晓得Type 2) ? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我先想想啊 , will get back to you ~ |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看了您56楼,我觉得不用想了,哪还有比56楼更明白的解释呢 ~ |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | (刚才回答错楼层了)
看了您56楼,我觉得不用想了,哪还有比56楼更明白的解释呢 ~ |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 因为知道 Z2/Z1 是Type 2,自然地,分子是1阶,分母是2阶,
1+Z2/Z1 的分子显然是2阶 (原分子+分母),分母仍是2阶,
所以有2个Zero和2个Pole。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我总认为计算是最“笨”的方法,凡事总有简明的理解方法。 |
|
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 谢谢,请问为什么要这么改呢?
level 2是指opamp的什么特性啊?我选的方波发生器是pulse,设置参数以后出来的波形也是锯齿波,这个会有什么影响吗? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 1.我正儿八经接触simplis也是最近两周的事情,不熟,有些现象我也解释不清楚(比如有时候用单电源给运放供电可以,有时候不可以,行与不行都是试出来的,囧...)
2.Level2更接近真实器件的特性(在一篇帖子中看到的,找不着了...)
我想我还得多花时间去好好阅读一下Simplis的help |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 我接触的也少。那是不是需要AC和transient同时进行,才能仿真闭环呢?因为我试了只仿transient,结果和选AC和transient的结果不一致。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 不是的,我一般是[size=13.63636302947998px]transient通过之后,才进行AC Analysis的,通常情况下,[size=13.63636302947998px]transient通过了,AC就可以通过了,上传一份文件,应该能够回答你的困惑(可能你也有,只是没看):
SimPLisSimtrix使用手冊.zip
|
|
|
|
|
|
| | | | | 感谢大家对我的帮助。根据Philip Cooke的那篇文章设计的Average Current Mode Control 我已经在simplis中实现了,与我在matlab里面计算的幅频特性非常贴近。非常谢谢大家。在这个电路的基础上,我试了试I2 Average Current Mode Control,并且与传统的ACM进行了对比。测试的方法在负载step up,原先2欧姆的负载在50us时变为1欧姆,瞬态结果如下:
X1-inp为电压环补偿电路的输出,vci为电流环补偿电路的输出,IOUT为采样的电感电流, E1-CN为输出电压
ACM
I2 ACM using inductor current peak
I2 ACM using inductor current valley
对比发现,输出电压在load step up的情况下,恢复速度是 I2 ACM peak(500us)>I2 ACM valley(600us)>ACM(800us). 但是在达到新的工作点时,I2 ACM的两种方法都会产生不小的电流纹波,并且瞬态过程也不如ACM那样的平滑。
I2 Average Current Mode Control paper: I2 Average Current Mode Control for Switching Converters.pdf
SIMPLIS Schematics:
Average_current_buck.zip
I2_contrlo_peak.zip
I2_control_valley.zip
|
|
|
|
| | | | | | | | | 貌似驱动占空比不太稳定哦?(9ms处,已达到输出稳定状态)
请教不二兄,I2 ACM control是否存在次谐波震荡的问题? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 看控制框图,I2 ACM也是一种Sample-data systerm,可否像峰值电流模式那样,加个小斜坡补偿,解决该问题? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 我更倾向于如Philip Cooke的文章里面说的方法,通过控制电流环补偿电路输出波形的斜率。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 理由是,Fsw/2处的那个小尖峰是PCM网络造成的 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 草兄不妨试试,个人觉得理论上说的通,但是波形的分析我还没有想出来。
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | simplis里constant on-time modulation怎么弄啊 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | v2, I2 ..... Paper 很新鲜啊。
COT 可以试试 :use VCO's output to trigger a Monostable (One Shot) |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢,我现在在试constant frequency的,trailing edge modulation的斜坡补偿弄出来了,但是leading edge modulation的还是不行。
请问在leading edge modulation下的斜坡补偿的波形是什么样的?与trailing的水平镜像? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果 leading edge modulation 是VCM 的,是的。三角波形前沿是上升的。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在75楼上传的那篇文章里提到,那个尖峰是因为opamp的带宽引起,带宽越小引起的尖峰越大。另外,里面同样提到了需要加入斜坡补偿。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 多谢指正
有一点没想明白,如果运放视为非理想,运放开环增益A=1/[(t1*s+1)*(t2*s+1)],t1,t2是决定其运放带宽的常数...如何推导出,Fsw/2处的尖峰就是运放的带宽引起的?
文章一笔带过,貌似没给出解释 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 而且我还看了他之前的那篇Unified Three-terminal switch model for current mode controls,很多side band frequency,一点都不理解。 |
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | I2 current mode control的modulator gain应该如何去计算? |
|
|
|
| | | | | | | | | d^/vci^, 其中d^为PWM占空比的小信号, vci^为电流环补偿电路的输出信号。 |
|
|
| | | | | | | | | | | 瞄了一下文章,Fig.18 的,跟 PeakCM 不是雷同么? |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 另外,假设IL^有扰动,扰动会出现在modulator的ramp上,同时也会出现在Vci^里,所以感觉可能会比较复杂。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 觉得可以从文章里(或你的仿真里)的 iL^/vci^ 或 vo^/vci^ 的Bode Plot中 ,deduce 出d^/vci^ @near DC 的值,验证一下 Gain 是几多。
例如 iL^/vci^ = ( iL^/d^) * (d^/vci^) = Gid*Fm |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 我仿真出来的有15dB左右,但是我算出来的却只有几dB.... |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 用你的 Simplis File ,将AC source 放在 Vc_ref 处,Forced Perturbation, Fm 是 -4dB。
你的计算依据是。。。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | AC source 放在 vc_ref,vci和IL俱会被扰动,得出的d^/vci^ (即109楼的Fm=-4dB) 和AC source放在IOUT处得出的Fm,不知哪个较“正当” ? |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这里有个根本的问题。
现在看见了,你的Fm表达式,是类似一般建模 d^= Fm*(vc^ - iL^*Rs) 里的Fm,
即 Fm= d^/(vc^ - iL^*Rs),这可不是你需要的 Fm=d^/vc^ ,
。。。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,我也注意到了。一般的建模当中的计算过程是1/(Se+Sn)*Ts, 我的这个可能是(1+Gci)/(Se+Sn)*Ts, 其中Gci是电流环补偿电路的传递函数在fs的增益,对应的是vc^因为IL^的变化。算的是Fm=d^/IL^,但不知道这样对不对。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 当IL上的perturbation为IL^时,IL^经过电流环补偿电路后输出幅值为-|Gci|*IL^(表现为vci^),所以(vci+vci^)=(IL-IL^)+Sn*(D+d^)*Ts,我觉得这里可能只需要电感电流上升的斜率Sn。整理后得到,d^/vci^=(1+1/Gci)/(Sn*Ts), d^/IL^=(1+Gci)/(Sn*Ts). |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关于Fm的问题,你试试把你的Simplis file 改为 Peak CM,看看如110楼 d^/vc^ 的 Response ? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我试了,Fm的gain确实是1/((Se+Sn)*Ts), 如Ridley的论文所写的那样。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那么得出的 d^/vc^ Bode 是 Frequency dependant or independant ?
1/((Se+Sn)*Ts) 是 independant 的。 |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 很明显,一个是iL^≠0,一个是IL^=0,
同理,回到I2 Mode ,Modulator 的输入只有两个变量,iL^和vci^,(Se不变)
如果要的是d^/vci^ = Fm(Se,Sn) 这种表达方式,似乎是跟Gcl无关的? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 但感觉上Sn与Gcl有关系,因为输入的vci^为IL^经过Gcl,并且IL^为正的时候,Vci^为负的....... |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问“[size=13.63636302947998px]很明显,一个是iL^≠0,一个是IL^=0”中的[size=13.63636302947998px]iL^≠0和IL^=0分别指的是?前者是指Fm?(1+Fm*Gid*Ri),后者是[size=13.63636302947998px] Fm(Se,Sn)?
[size=13.63636302947998px]照此分析,在simplis中测量的d^/vci^并不是Fm? |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 按理来说输出信号不应该是滞后于输入信号吗?相位应该是负的啊 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 未必是有问题的。
如果 Bode Plot Prober 的 Output 改为 vci,不乘以-1 ,相位是正90度开始的,觉得有无问题?
应该是没有的,低频时,Z2/Z1 有-90度延迟,Opamp再有-180度,加起来是-270度,亦即90度。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 但是乘以-1不就是为了抵消opamp的-180度吗?乘以-1之后,加起来是否应该是-90度? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1. 你说的虽然没错,但为什么这时/这里用乘以-1呢,
2. iL^/iout^ 的真正相位差,是不需要用乘以-1的,仿真结果是-90度开始的。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1.个人觉得乘以-1是因为我们通过测量的是闭环信号之间的比值来获得开环的伯德图,由于iL^经过opamp的反向输入端,所以乘以-1使得“负负得正”,获得开环的频率响应。
2.不太理解“iL^/iout^ 的真正相位差,是不需要用乘以-1的,仿真结果是-90度开始的”。在测量的是电压环的时候不是需要乘以-1吗?电流为什么不一样了? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 之前没看清楚,现在才发觉,你Concern的不是iL^/iout^ 的相位,而是Current Loop的相位。
有导出 Current Loop 的表达式么 ? |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问IL和Vci经过的Fm是否是一样的啊?个人感觉是一样的,但是我的推导又是不一样的。相差一个(1+Gci)的因子。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | IL和Vci经过的Fm是否是一样?我理解是同一个Fm,但相位不同。(不知这跟你的Current Loop Gain相位的纠结是否有关)
能看看你的推导么? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢,看看先。
145楼的,重看你的Simplis file,我的意思是Iout和Vci 是同一个Fm。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这样说吧,不知对不对的:
由 vci 和 Ri*IL 的波形,决定了一个Fm数值,使得
d^ = Fm*(vci^ - Ri*IL^) + ..vg^+..vo^ ,
由于 vci 是 IL 的函数,因此增益 d^/vci^ 或 d^/Ri*IL^ 都不是 Fm,
如果写成
d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^) ,vc=voltage error amp output
则 d^/Ri*IL^ 可以定义为 - Fm*(1+Gc)。
而 d^/vc^ = Fm*(1+Gc) ,这才是真正意义上的 Modulation Gain ?
至于那3个推导Fm的方法,再讨论。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您在“d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^)”中用的是vc^而不是vci^,意思是将内环的opamp一并考虑在内了?所以在最后的结果的时候,要除以(1+Gc),才能得到Fm? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | “最后的结果”是指。。。。
能否试试在Simplis仿真里,找出 Fm的数值 ? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | "最后的结果"是指我上传的那个照片中得到的表达式。我也想过在Simplis里测试一下,但貌似不太可行。
1.将AC source 串联在current sense amplifier的输出的时候,AC 信号同时经过电流环的opamp并且产生相位差。正如您所说的,d^/vci^并不一定就是FM,所以我也怀疑这样的结果是否正确。
2.将AC source串联在电流环opamp的输出端,既vci处,这样AC信号通过会反向流过opamp进入fast loop(采样电感电流峰值的环路,类似PCM),这样在fast loop上的AC信号经过了opamp的衰减。同样,我也怀疑这样做的正确性。 |
|
|
| | | | | 回153楼。
1. 短路C2(5.6n),使Gc= -5K/15K,这样Gc在任何频率下都是个恒定值,这样虽然Vout的稳态误差很大,但应该不影响Fm (只是想当然的),
2. 把AC Source 放在Vc处(Vc_ref),
如果 d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^) 成立,则
d^/Vc^ = Fm*(1+Gc)*(1 - Ri*IL^/Vc^) ,
式中两个红传函可以 Simplis 出来,这样Fm就可以算出来了。 |
|
|
| | | | | | | 请问“d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^)”是根据什么推导出来的?还是根据环路block diagram“看”出来的?确认一下,您在这里说的vc^是电流opamp的输出吧?
这样的话,如何将Fm用表达式表达出啦呢?Fm=d^/((vc^-Ri*IL^)*(1+Gc)). |
|
|
| | | | | | | | | vc不是vci,vc是电压环 Error Amp 的输出,AC source就放在OpAmp X1的Non-inverting Input 处 (即 vc_ref 处)。
d^ = Fm*(vci^ - Ri*IL^) , vci^= vc^*(1+Gc) - Ri*IL^*Gc
所以 d^ = Fm*(1+Gc)*(vc^ - Ri*IL^)
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 这个Fm,如果从Simplis里找,我试过约等于1.9/V (@Vc直流=2V),和Gc是有关的,
如果要推导表达式,你前面3个方法都差不多,只是不一定接近真实的,
就像Peak Current Mode的,Fm就有几个不同的表达式,哪个较好?个人觉得是Tan的(#),不知可不可以借镜一下,推导I2的Fm?
(#)Thesis : Tan - Modeling And Control of Converters
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 貌似没有找到这篇文章,而且不是CPES的好像。
作者的全名是什么?或者能发给我一份吗? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我参考了这篇文章中的Fm(与原文的改变不大),计算出来的结果与仿真得到的数据还是有差距,但是差距比之前的推导结果小了一些。 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |
ARB4 和 ARB5 中间插入 laplace function ,意义不解 ~
laplace function 级联,意义又不解 ~
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | AC analysis.
上图= [A(s)-B(s)]*F(s) ...
下图= F(s)*G(s)
还解不解? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我还没有看Tan后面的部分,只参考了modulator gain那个章节。他的modulator gain针对于PCM不包括Gc。不知道老师为什么会关注Gc而是不是Gci?
我发现即使在一定范围内改变Fm的值,在没有slope comp的情况下,current loop的模型与仿真切合的很好,但是在有的slope comp的时候就有差距了。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 参照Tan的notation,在I2 ACM中,Mc可以是slope comp+Gci 输出的纹波斜率,如果是这样的话,应该就要考虑Gci。Tan的结论中的Fm是不直接包含Gci的gain的。
但是我还是不能确定在有slope comp的情况下,哪个Fm更贴近仿真结果? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老师在168楼的仿真是没有次谐波震荡的情况吧。在有subharmonic的时候,如165楼的波特图,如何从频率响应上判断current loop是不稳定的呢?
貌似区别是高频的时候,相角是否过零? 但是此时的gain是小于零的。有点疑惑。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我那个的 D=0.4,还没有次谐波震荡。
你的是 D=0.6,应该有了吧,但仿真出来的电流波形却是一片Chaos,怀疑这时仿出来的频率响应是不是可信的? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我又看了一遍Song Qu的那篇文章,在推导slow loop的modulator gain的时候,他的表达式是d^/vo^,而不是d^/vc^. 他在这忽略了compensator的左右,这个时候我才想起来您之前的说的modulator gain应该与Gcl无关的那句话。不知道我这样理解对不对? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 文内的 Slow feedback loop Fm2 是打错了,应该是d^/vc^才对,
把式(4)写成 vo = vc - F(D)
Perturb后, vo^ = vc^ - F'(D)*d^
得 Fm1 = d^/vo^ = -1/F'(D) ,
Fm2 = d^/vc^ = 1/F'(D)
一如式(7)下面那句话。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 再看了一下,原来我看错了式(4),F(D)不纯是D的函数,里面还有Vo,
如果说 Fm2= d^/vc^ ,式(6) 一时又推不出来。。。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感觉上Fm1应该是和Fm2一样的,但是推的好像有些问题。我之前的想法是,Av的设计可能是根据“开环”的专递函数,既Fm2没有连接Av的时候。所以Fm2也是d^/vo^。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 弄不明白,不过另一文章里(前面上传过),d 的表达式不同,结果 Fm2 = -Fm1 ,Fm2= d^/vc^ ,似乎是Ref.[1] 的内容。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是在之前的那篇文章里,但不是Qu的ref[1]。那篇文章里的公式很模糊,而且感觉大部分内容与Qu的一样,所以当时没有仔细看。现在回过来再看,发现是不一样的。但貌似Qu的文章被引用的更多。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Wang的文章公式很模糊,猜想是Copy Ref.[1] 的,所以怀疑内容和它是一样。
有别于Wang,Qu的是还包括了输出电容的充放电纹波,应该比较适当,但如果忽略这个纹波,两篇文章的Fm‘s,应该是一样的,是不是呢? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是指Qu的Ref[1]吗?好像在网上搜不到这篇文章了,HFPC这个会议貌似已经不存在了。不过Wang和Qu的差别就只有Fm了。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Qu的式(7)也是有问题的,
应该等于分子里的1去掉后的式(5)。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是MOS的Vgs的话,就是米勒平台,一定有的,对你影响不大吧? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个不是我的图,我只是在别人的帖子里看到,但是忽然不记得是什么原因了。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说有个坑,不如说有个峰(坑前的),
测得的Vgs实际是包括源极寄生电感(Package + PCB)的 Ls*dIs/dt 电压的,个人理解。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您的意思是坑前的那个尖峰是因为寄生电感感应的电压,坑是因为米勒平台造成的大电容Vgd,导致Vgs的电压在此刻骤降? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这样说吧,如果没有Ls,就没有那尖峰,只会见到一平台,如201楼图的白线,
当Is(Id)电流的上升斜率很大,而又存在Ls的话,Ls上的电压(一个尖峰)便会叠加在平台上,
米勒电容(N倍Cgd)的放电电流在G-D间,也会流进 Ls。 |
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看198楼的描述啊,Ls是源极(Source)电感,nH级别,不是Gate的那个。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有仿真对比形象多了。
我不明白的是,为什么米勒效应的电容会产生这个平台呢? 以上图为例,v1电压上升的时候,电容两端的电压为v2(v1假设初始电压为0),电流是经过v1-c1-v2流通。那么给Cgs充电的电流就小了,这个时候,在Vgs电压上升的初期,斜率应该比较小吧?为什么在下图中会出现这个平台呢? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 弥勒期间,平台也不是绝对“平”的,只是流过Rg的电流基本流向Cdg ,关于这方面的资料有很多,我怕说不清楚误导了 ~ |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢。刚才看了Vishay的APP note 608,里面分析了这个波形。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1. "骤然增加的门极电流在杂散电感上感应生成了电压尖峰" ? 还是源极电流?
2. “源级附近的杂散电感为米勒平台前电压尖峰的主要原因” ?还是平台间 ?
LZ可有这Paper ? 估计又是Describing Function的。
Small-signal analysis and design of constant frequency V2 peak control - Tian, Lee, Yan (APEC 2013)
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1.写错了,不好啥意思,是源极。
2.写的时候是从波形图上来看的,看起来像是在平台之前。从分析上来说,既然是来之源极的杂散电感,就需要是在IDS骤然上升的阶段,既为文档中t3与t1之间的时刻,而此阶段处于平台之前。不知道这样分析对不对?
3.您要的paper,06520528.pdf 如您所说确实是用describing function。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 2. 如果用一花的例子来说明,那是Resistive switching,Ids的上升,和Vds的下降,基本是同时的,所以尖峰在平台间。Inductive switching的话,应在平台之前,理想情形下,还可以见到明显的平台。
Thanks for the paper。见到Tian和Yan,应该就是DF了。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Resistive switching 仿真的结果 ,的确是在平台前端 。210楼上图没有拉开 ~ |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 间,指尖峰在平台范围内,
你把Vds和Ids波形并列放上来看看? |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这里我就有点不太明白了,inductive switching的时候,Ids要晚于Vds。在平台之间的时候,Ids还处于上升阶段,这个时候尖峰应该处于平台之间吧。
我把APP NOTE里的原文加入到了文档里面,不知道是否和您说的一样。
米勒平台形成的原理.pdf
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 224楼的Drain极负载是带电的电感 ?还是依然是电阻?原理图。。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 负载是50n的电感呀,原理图就是210楼的上图呀,参数没变 ~ |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ids 上升“完成”,Vds才开始下降。
将源极的电感扩大到 1u ,仍然没有看到这个现象 ~
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请问resistive switching的时候,波形图是什么样的呢? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 看一花兄的仿真:
Vds和Ids波形如224楼图。
Vgs如222楼图。(里面Vgs误标为Vds) |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 问一下大师,你引用的这两张图片出自哪里?可否分享一下原件学习一下 |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | AN608里有这么一段话,“The next part of the waveform is the Miller Plateau. It is generally accepted that the point at which the gate charge figure goes into the plateau region coincides with the peak value of the peak current. However, the knee in the gate charge actually depends on the product (1) (CgdVGD) with respect to time. This means if there is a small value of drain current and large value of output impedance, then IDS can actually reach its maximum value after the left knee occurs.” 也就是说,在某些情况下,IDS的峰值会出现在t3时间段内,生成的尖峰就出现在了平台之间。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感谢大家的帮忙,我把整理好的文档上传到了一篇原创帖中。貌似在这篇帖子里讨论米勒平台的问题有点跑题了,而且会看这篇帖子的人也很少。其实我还是有点不太能理解resistive switching和inductive switching的波形,还请大家多多帮忙啊。我的猜想是用电流源来代替感性负载的话,原本在负载中的电流,会强迫Ids加速导通,使得尖峰处于平台之前。是这样吗?
https://bbs.21dianyuan.com/187090.html
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 两种Switching 的波形都不难理解,
1. Resistive:Ids上升时,负载压降VL增大,Vds (=Vcc-VL)下降,Ids和Vds同时间分别上升和下降。
2. Inductive :假设电流源是1A,Ids由零上升至0.99A,余下的0.01A还会流进Diode,Vds仍被嵌在Vcc,直到Ids=1A,Diode关断,Vds才开始下降。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我貌似明白了。
1.Vds开始下降的时候才会引起米勒效应,因为此时的MOSFET才有放大增益。在resistive的时候,Ids的上升和Vds下降同时发生,也就是说有L*dI/dt的时候,同时米勒平台出现。所以尖峰出现在平台之间。
2.Inductive的时候,由于Diode的箝位,是的Vds要在Ids到达拐点之后才会下降。所以MOSFET进入增益放大(米勒平台)的时候L*dI/dt=0.因此尖峰在平台之前就出现了。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最近看了Digital Control of Dynamic Systems里面Describing Function那一章,书里说describing function无法判断出系统的subharmonics。VT的哪些用describing function分析V2, peak current mode和I2的文章,岂不是都不能分析出subharmonics的原因。因为我看到的那篇关于I2的没有分析这个方面。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你应该有下面的VT论文吧,记得里面用DF导出 Gic(s), predict 到 subharmonics的,
Li - Current Mode Control - Modeling & its Digital Application |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我看了他们的另外一篇论文,里面引用很多之前的成果,推导过程比较复杂,我到现在还没有看完。不过他们貌似很喜欢用constant on time control的方法,请问如何在Simplis中实现这个电路呢? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | COT 电路,component level的?未玩过。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 貌似可以用一个 555 Timer 接成一个 Programmble one-shot 来输出 Ton 。 |
|
|
|
| | | | | 有一个新问题想要请教大家。我下载doaer大师的UC3886的仿真文件,貌似他的UC3886是自己建模的,Simplis没有提供这个元件。他做的这个器件貌似不能调节开关频率?
另外我想问下如何看到这个元件的内部结构呢?我怎么才能做一个自己的元件?
附近是Simplis仿真文件
UC3886.rar |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | 同样经过FRA测试,伯德图也是一样的。个人觉得BUF连接到ISP可以使电路开机的时候响应更快,但不一定是必需的? |
|
|
| | | | | | | | | | | 那个差分放大电路,R6接GND与接BUF,在交流分析时,差分放大增益是一样的(因Vbuf(s)=Vgnd(s)=0),即两种接法均放大(VR2+ - VR2-)*(R6/R12),故Bode也应该是一样的
但是R6接GND可能有个缺点,如果做同步整流,空载或轻载时,ISP可能采集不到完整的电流信息(因内部的差分放大器不是正负双电源供电) |
|
|
|