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【龙腾原创】一张图轻松搞定开关管Vds电压尖峰问题(已完结)

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拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 22:05:37
看到论坛里太多问开关管电压尖峰问题了,大家老是需要重复回答,而且回来的也不够详细。
这里我整理了张图,对解决反激开关管的Vds电压尖峰问题有帮助。
首先来看看MOS应力公式:(理想化处理,不影响结论)
Vds=Vin+n*Vo+Vspike
=Vin+n*Vo+Ipk*(Lk/C1)0.5
这里两个主要参数的意义:
1、Lk是变压器漏感(实际还应包含PCB寄生电感);
2、C1为RCD钳位电容(实际还应包含MOS DS两端的电容,一般远小于C1,故忽略)。
其他话不多说,见下图:










同时我也写出了具体如何实现以及对可能的副作用进行确认。
对于大家碰到的开关管Vds电压尖峰问题,90%以上可以采用图中的方法解决,不再为电压尖峰烦恼!

如果以上还不能解决你的电压尖峰问题,请告知。(还有10%的坑等大家来挖)
总结在38楼
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:16:41
 
Ipk乘与那个根号,这一段怎么理解?
拒绝变帅
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LV10
总工程师
  • 2014-3-28 22:27:37
 
就是由漏感引起的spike电压啊
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:32:12
 
我知道,我是问,为什么是这样表示。
p201kk
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  • 2014-6-17 14:39:21
 
减少漏磁的主要方法-线圈交错绕....这个也是解决的方法吗
qq80644864
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  • 2014-3-28 22:33:48
 
有没公式推导那个L/C怎么来的
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:34:47
 
对,我也想知道为什么是 L/C 还要根号。
qq80644864
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  • 2014-3-28 22:41:53
 
根本就不清楚啊
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:42:54
 
不是问你啊,只是接着你的话说。
joezzhang
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副总工程师
  • 2014-3-28 22:44:32
 
漏感能量1/2 * Lk * Ipk2
假设其全部无损转移至电容,则 1/2 * C1 * Vspike2=1/2 * Lk * Ipk2

所以Vspike=Ipk * (Lk/C1)0.5
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:46:34
 
这个等式,要电容之前的电全部放完了,才成立吧。
joezzhang
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  • 2014-3-28 22:48:34
 
是的,要是一个周期没放完的话,那么还要加上一个平台电压
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:49:32
 
不只是加 平台电压 的问题,要注意有个平方。
joezzhang
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LV8
副总工程师
  • 2014-3-28 22:53:38
 
。。。要加到根号里面,麻烦了


Vspike=(Ipk2*Lk/C1+V02)0.5



V0又取决于电阻放了多少能量。。。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 22:45:43
 
假设漏感的能量全部被C1吸收,根据能量守恒得出。
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:49:05
 
看10楼。
lzlrobert
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  • 2014-3-29 13:45:04
 
求推导过程...
greendot
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总工程师
  • 2014-3-28 22:47:28
 
C1为RCD钳位电容? 确定吗 ?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 22:51:00
 
这里忽略了MOS的Cds和变压器的Cp,它们的值和C1相比较小,故忽略。
greendot
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总工程师
  • 2014-3-28 22:58:59
 
C1 不应是 RCD的电容 ,与RCD大致无关。
joezzhang
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  • 2014-3-28 23:08:30
 
大师此话作何解?
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 23:11:01
 
如果还要考虑不理想因数,那确实与RCD关系大哦。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 23:29:55
 
如果想说D的不理想性的话,那就是剩下的10%了,上面的图中也只能解大部分,而不是100%。
爱国分子
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  • 2014-6-18 21:54:27
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RCD中的二极管正向导通时间很短, 这个取值会影响效率的吗
hwx-555
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  • 2014-6-19 08:22:15
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D不同损耗肯定不同
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 23:14:43
 
同问,愿闻其详
fgwu
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本网技师
  • 2014-3-28 23:27:39
 
RCD中的D如果改成快管,对尖峰有比较明显的改善
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 23:32:19
 
关于D的问题,就等着你们来挖,这也是我最后一句话的意思。
其实除了D,要解MOS的尖峰,也可以从副边下手。
星宇
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  • 2014-3-29 00:24:37
 
那没有副边的咋整呢?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 07:14:44
 
星版说的是没有变压器的非隔离型?
qq80644864
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  • 2014-3-28 23:37:37
 
换快管还改善???需要再确认吗?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-1 20:44:31
 
见第60楼
huhushuai
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高级工程师
  • 2014-3-29 14:45:14
 
了解下。
huhushuai
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高级工程师
  • 2014-4-1 20:36:27
 
说的很好,很明白。
gaohq
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副总工程师
  • 2014-3-29 09:57:00
 
我也认为C1应该是MOS管的输出电容为主,与RCD中的C 无关。因为是漏感与Coss谐振才产生这个漏感尖峰。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 10:02:13
 
如果没有RCD是这样的,加了RCD后就不一样了。
一花一天堂
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  • 2014-3-29 11:14:06
 
大师,这是我以前仿的,供参考 ~

您说的对,电容大小只是影响了“纹波”大小 ~
中间有条蓝色的线@C=10u,黑色的背景不易看清 ~
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 11:34:44
 
电容上的波动是表面,把Vds的对比波形也示出来看看。
一花一天堂
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  • 2014-3-29 11:38:44
 
Vds = Vin + n*Vo + Vclamp 前面两个是定的 ,Vds的对比也就是Vclamp对比呀 ~
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 11:41:07
 
楼层有点乱 你前面的帖子回答谁的?
一花一天堂
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副总工程师
  • 2014-3-29 11:41:17
 
等我找下原来文件,再仿下Vds,下午帮你贴出来,现在有点事情,先离开下 ~
一花一天堂
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副总工程师
  • 2014-3-29 13:26:14
 

拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 14:50:24
 
多谢,通过讨论,我有了个新想法,得去做个试验。
not2much
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副总工程师
  • 2014-3-29 00:15:12
 
C1是否应该包括变压器的匝间电容呢?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 07:18:51
 
变压器的匝间电容是串联的关系,实际是pF级的,很小,所以忽略了。
要说应该,还应该包括副边折算到原边的电容呢,这个也是pF级,而C1一般都到了nF级。
分析问题,如果把全部因素都考虑进来模型就会变得很复杂,就像小信号模型,EMI模型等等,都是抓主要,舍去次要。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 07:50:41
 
针对本帖做个总结:
1、本帖目的是针对反激开关管的Vds电压尖峰问题进行定性分析,从而为降低此尖峰提供指导方向,并不是要去计算它。
可能很多新人,不知道其的复杂,都希望用公式计算,这里是很难精确计算的,因为影响因素太多,要计算也需要做一些假设和处理,如本帖。
2、主题帖中的那张图,相信可以解决大部分Vds尖峰电压问题。
3、如果图中采用的方法还解决不掉,就需要更加细化,可以采用以下几个整改方向:
A、layout走线优化(功率回路尽量短,使pcb电感尽量小;同时也注意RCD的走线,这里除了会影响尖峰,也会影响传导的高频段和辐射);
B、调整RCD中的D;(需要重新确认效率、传导、辐射
C、调整RCD中的R;(需要重新确认效率、传导、辐射)
D、一般Rsense到IC CS pin都有个RC,调整RC时间常数;(需要重新确认过功率点)
E、调整副边二极管的吸收参数。需要重新确认效率、传导、辐射


主题帖的图,加上以上的方法,基本上可以解决所有电压尖峰问题。
对于反激的大部分应用,用600V的MOS就够了。当然了,有特殊要求,如有较大裕量要求的,可能就要用更高耐压的MOS了,但一般对效率不利。


好了,关于MOS电压尖峰降低方法,我所认识的已全部写出,采用这些方法,目前还没发现有解不掉的尖峰。
当然了,毕竟本人应用有限,认识有限,可能还有其他方法,也欢迎广大网友补充。
小凡凡
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副总工程师
  • 2014-4-6 22:39:09
 
帖子的名称应该改改


大幅度降低MOS漏感尖峰的有效方法(一般可以降低50V以上):
1、降低漏感;
2、采用慢速缓冲二极管;
3、在缓冲电容上串联小电阻;
4、次级采用软启动电路。
如果这四个方法都没降下来,那出现的问题可能就不是一般的大了,需要仔细检查漏感尖峰的宽度(时间)。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-8 14:59:38
 
小凡兄幽默哈!
其实很多时候采用以上4点真降不下来:1、4点基本没法优化了,采用慢管基本是标配设计了,第3点更多的是基于辐射的考虑。
司马仲达
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总工程师
  • 2014-6-12 15:58:14
 
上个图,以前反激,尖峰太细了,RCD怎么调都吸收不下来,如果C过大的话,是会下降,但是付出的损耗太多了。
下图2是闭环不稳时的DS波形。调稳了也是这么个尖峰,稳态波形没有存。
roc171
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高级工程师
  • 2014-3-29 10:49:54
 
非常感谢楼主,有空我试试
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-4 12:55:01
 
你的尖峰调试结果如何?能否上一些参数?
司马仲达
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总工程师
  • 2014-6-19 10:40:24
  • 倒数3
 
哎。参数记不清了,2年前做的,反正,这种细的尖峰很难吸
roc171
  • roc171
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LV6
高级工程师
  • 2014-3-29 10:55:59
 
这个对于正激,反激拓扑都要一样吗?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 11:36:24
 
从原理上讲都是相通的,最本质的是降低变压器漏感。
greendot
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总工程师
  • 2014-3-29 12:51:42
 
回22和26楼:
无关,是因为顶楼的表达式,是RCD 不存在时,Vds可能达到的最高电压,C应该=Coss+变压器寄生电容+副边折算过来的电容等等,该式只有这样才能成立。
RCD存在时,Vds(max) = Vin+Vclamp,Vclamp是箝位电容Cc上的电压,这时Vds(max) 才跟Cc有关,Vclamp是几多?可以算出来的,保证不是顶楼的式子就是了
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-29 13:28:16
 
大师说的在理,实际中它们之和一般不会超过200pF,就像我在37楼所说,这里为了定性分析RCD中的C对Vds电压的影响,做了一些理想化处理。
考虑到Coss+变压器寄生电容+副边折算过来的电容,在RCD存在时的Vds(max),大师能否帮忙给出?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-31 10:03:50
 
期待大师
greendot
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总工程师
  • 2014-3-31 12:10:59
 



Pclamp是RCD上的功耗
Rc,Cc 是RCD上的R和C,Vor是反射电压,ΔVclamp是Vclamp允许的纹波
荨麻草
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版主
  • 2014-3-31 14:39:16
 
第一个Pclamp表达式跨度有点大,补充一下(参考AN4147)
Pclamp=△P * fsw
=(0.5*Vclamp*Ipk*△t)*fsw (eq1) (△t为Ipk降到0的时间)
漏感两端电压差:
Vclamp-Vor=Lk*Ipk/△t (eq2)
联立eq1、eq2,消掉△t即可。

拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-31 19:16:58
 
草兄,AN4147也传一下哈~
荨麻草
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  • 2014-3-31 21:32:56
 
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-5 08:51:12
 
草兄,今天重新看此文章,有以下两点:
1、此文章是目前看到最经典是RCD计算了,但也只能是工程近似。文中把D当作理想器件来处理,但实际中D的反向恢复也会消耗漏感能量,D的等效电阻也会影响尖峰等等。如果考虑D的因素,计算将更加复杂,精确计算基本不可能。
2、关于文中的一个波形,下图中蓝色圈部分台阶的成因是否有研究

gaohq
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  • 2014-4-5 08:55:21
 
以前好像有讨论过是CCM中输出二极管的反向恢复造成的吧。
拒绝变帅
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  • 2014-4-5 08:57:53
 
从上图的电流波形可以看出是在反向恢复期间存在那个台阶,但形成台阶的机理是什么?
gaohq
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  • 2014-4-5 10:17:32
 
图片中的Vin+n*Vo中的VO实际上指的是输出电压VO+Vdiode ,在二极管反向恢复期间 这个Vdiode是减小了的。
拒绝变帅
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  • 2014-4-5 19:47:42
 
在二极管反向恢复期间 这个Vdiode是减小了的。
请问这个减小是:马上减小到某个固定值还是慢慢减小?如这么解释,按文档中的台阶,明显是反向恢复时间马上减小到某个固定值。
可实际中二极管的反向恢复期间电压特性不是这样的,所以对这个台阶质疑。
拒绝变帅
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  • 2014-4-14 23:08:33
 
这里的台阶,没有人质疑吗?
学海游轮
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  • 2014-4-17 21:49:43
 
LZ的意思是为什么Vds会从Vinmax+n(VO+Vdiode)降到Vinmax吗?反激DCM模式Vds必须将电释放完全啊,因为Lp会一直和Cds谐振的,直到降到Vinmax为止。
拒绝变帅
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  • 2014-4-17 21:57:27
 
不是啊,细看103楼,蓝色圈部分,比Vinmax低一点的那个平台。
burning520999
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高级工程师
  • 2014-4-15 14:22:40
 
“马上”也是有时间的,1NS算不上马上,从这种角度没有“马上”这个说法,只有具体到多少?肖特基一般都有几个NS吧。
拒绝变帅
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  • 2014-4-15 20:56:37
 
给你看看二极管反向恢复器件的电压特性,再对照上面的文档中的波形,没有疑问吗?

学海游轮
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  • 2014-4-18 22:13:37
 
我认为是马上,因为肖特基只有电子作为载流子,反向恢复时间极短,可忽略不计。所以平台会马上掉下来。
拒绝变帅
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  • 2014-4-18 22:18:54
 
T2~T4为反向恢复时间,我认为文档画的不是很恰当,很难让人理解。
荨麻草
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  • 2014-4-15 22:16:18
 
好几天没来论坛了,刚看到
那个小平台,我也没有研究过,greendot老师是这方面的高手,期待呀
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-15 22:27:21
 
好久不见草兄了,关于这个平台,我比较疑惑,感觉解释不通。
burning520999
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  • 2014-4-15 22:39:07
 
小平台是漏电流一直存在。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-15 22:45:33
 
不是漏电流吧,看103楼,反向恢复后的电流为零,可见这里是不考虑漏电流的。
burning520999
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高级工程师
  • 2014-4-15 23:02:28
 
看了103,103的Vds波形只能这么解释了,之前的高平台是考虑了二极管的Vf,后面的低平台是反向恢复区间没有Vf,因此少了这个Vf电压,平台只是展开了宽度,时间很短,一般计算都不会去考虑这一部分。
拒绝变帅
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  • 2014-4-15 23:08:17
 
问题就在反向恢复期间的VF,能把它当作零吗?看看140楼的图。
个人认为,文档如果不画那个平台更好。
burning520999
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高级工程师
  • 2014-4-15 23:12:40
 
140图刚好验证了啊,T2到T3很短,此时Vd就可不计算了。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-15 23:15:21
 
还有T3~T4啊,看看103楼的原档波形。
burning520999
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高级工程师
  • 2014-4-15 23:18:35
 
t3-t4开始是二极管寄生电感产生的电压尖峰,后面部分已经是原边的折射电压了,跟这个小平台就没关系了。
能说服自己去理解就好了,跟器件特性相关的很细微的只有在特殊情况才单独考虑,一般不纳入计算也就不纠结了。
拒绝变帅
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  • 2014-4-15 23:30:28
 
看来也只能这样理解了 多谢
doule123
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本网技师
最新回复
  • 2018-8-15 14:15:17
  • 倒数1
 
考虑1,Ldi/dt=u,反向恢复电流的斜率可近似认为线性增加和线性减小,则在漏感上的电压可维持不变
      2,开通时,原边的存在,电流呈线性增加,漏感的电压也维持不变,综合一二,出现平台,主要还是反向恢复电流的原因
joezzhang
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  • 2014-3-31 18:38:40
 
还是有误差的,式1、2的Vclamp是有效值,式3中的是平均值


以前推倒过1、2、3,后面的就没有了,感觉怎么都精确不了,定性分析一下就差不多了
greendot
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  • 2014-3-31 23:50:17
 
这里是假设Vclamp的纹波不大,权作恒定值,误差不会很大,工程估算足够了。
要精确的解,写方程式不难,Joe兄试试?

拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-31 19:19:07
 
原来是考虑到Vor做功的问题,Lk应该是包含副边折算过来的漏感吧。
greendot
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总工程师
  • 2014-3-31 23:51:14
 
Lk是包含副边折算过来的漏感的。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-1 21:00:09
 

greendot老师也分析下二极管特性对Vds尖峰的影响?
qq80644864
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  • 2014-3-31 19:45:35
 
请教下greendot老师,此时C两端的压降就是Vclamp吧?那相同的耐压就选(Vclamp+余量)就行了吧?
greendot
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  • 2014-3-31 23:52:15
 
是的,应该行了。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-1 20:46:14
 
这里要补充下,理论上是够了,不会有炸电容的风险。但实际要远大于所承受的电压值,具体多少要看规格而定。


qq80644864
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  • 2014-4-2 20:04:31
 
横坐标是什么东西?单位什么标度什么都没有的啊
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-2 21:49:20
 
横坐标表示电容两端所承受的直流偏压,从左往右表示电压值越来越大。
之所以没标出来是因为不同家的容值下降程度不一样,需要具体看规格。
qq80644864
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  • 2014-4-2 22:58:15
 
明白了,多谢
qq80644864
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  • 2014-4-1 23:11:50
 
这样说来的话,按600V的管子来算,我们Vds如果在520V,那么在264V输入的时候,C的耐压应该只有150V左右,而我们常用的耐压基本上是630V或1000V,是我们以前都用的错了吗?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-2 06:25:40
 
怎么会用错了呢   78楼的图没有看懂吗?
wzy616611
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  • 2014-5-27 16:10:44
 
我的电容耐压值是400V!为什么你们都那么大
拒绝变帅
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  • 2014-5-27 21:35:06
 
这里经常用的MLCC电容,它存在直流偏压特性,见78楼。
为了容值不要降低太多,一般选耐压比较大的,630V或者1KV。
荨麻草
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  • 2014-3-31 14:23:50
 
帅兄,请教个经验性的问题:RCD的D若采用1N4007,EMI测试是否好过一些?核实一下,看到有些书本上这么说过
拒绝变帅
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  • 2014-3-31 19:12:44
 
相对快管来说,用慢管对传导的高频段和辐射会有好处,原因是Vds的的第一个振荡频率降低了。同时用慢管对降低Vds值也有好处。
何仙公
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  • 2014-3-31 21:11:37
 
要算,就要玩高点,把吸收电容该用多大封装,或片径都算出来才好。
还有AN4147能否上资料呢?
拒绝变帅
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  • 2014-3-31 21:19:12
 
应该就是Fairchild的那篇,读书的时候看过,可我现在找不到了。
至于说吸收电容,这里用1206的MLCC就可以了,就是有点noise问题。
荨麻草
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  • 2014-3-31 21:37:58
 
小技巧:但凡是以AN+数字开头的文档,一般可直接google到。
至于MLCC,有时候会因为压电效应产生可闻噪声。
拒绝变帅
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  • 2014-3-31 21:43:25
 

57楼的还补一句:现在产品很少用1N4007插件封装了,基本都改成SMD的了,人工贵啊。
荨麻草
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恩,多谢了
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这里是AN4147: AN-4147.pdf
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学习了
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  • 2014-4-3 13:00:02
 
检查问题才考验功底啊,学习了。
鸟鸟
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  • 2014-4-2 11:34:08
 
好贴!!!!!!!!!!!
精华帖!!!!!!!!!
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batteryli
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拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-2 22:59:26
 
此帖主讲MOS尖峰,RCD只是其中的一个手段,本不想具体展开。
可没想到讨论最多的却是RCD这里,好吧,既然挖,那就继续深挖一下吧!
很多人觉得自己理解了RCD,其实我看未必,不服没有用,来点实际的。
下面为实测的MOS Vds的波形:






图一:尖峰电压1>尖峰电压2
图二:尖峰电压1<尖峰电压2
你能否回答以下问题:
1、什么情况下尖峰1>尖峰2?或者尖峰1<尖峰2?
2、对于解决尖峰1和尖峰2,分别的对策是什么?


以上献给想继续钻研的人,如果能够弄清楚了,相信你对RCD的理解会更深。
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-3 09:33:25
 
尖峰呀,那么多人为你奋斗的生生不息,这几天也在解决尖峰问题,但是好像有一定的思路了,
这是昨晚开的帖子,http://bbs.21dianyuan.com/177498.html
我也先来3张图:
这个是rcd电容两端的电压波形,可以看到上面的电容重放电,还有两条线,下面条是反射电压,一个合理的r和c可以可以改变放电的斜率和放电的截止点
当然我拿很多个电阻慢慢试出来的





测量mos时,那个尖峰电压和电容电压对不上,想了很久,后来发现是过快的电流上升速度引起的,所以,那个1尖峰我想可以改变电流的速度来控制,我认为可以做两个事,第一个是改变mos的关断速度,第二个是加大mos ds的电容,当然我认为,加电容来得效果明显一点,至于mos的关断时间,我认为时间在100ns左右比较合适,,,我现在图上的关断时间在50ns的样子,,,,,





最后一个图是在ds 加了470pf/5 的电容以后尖峰电压,明显的1尖峰电压大小得到有效的控制







对于2那个尖峰,我不知道是个啥,,,,,今晚看看继续研究,,,,,明天再回复你

拒绝变帅
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  • 2014-4-3 12:31:40
 
期待你的研究 你可以把波形放大了看 就像我贴出的图那样
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-5 20:35:35
 
进过两天的调试,是你说的什么时候1尖峰和2尖峰大小的关系,有那么一点收获。
同样的输出,同样的放电电阻,只要改变吸收电容的大小就可以控制第一个和第二个尖峰的大小,,,,,
先来是472的电容



接下来是203的电容




但是经过试验发现rcd吸收第一个的效果是微软的,,,,但是第二个效果却很明显。。。
因为我想他不是变压器漏感造成的,,,,pcb电感,,所以布线很关键,,,在看看我是波形上升时间,,,


所以解决对策就比较明了了,,



还看了看输出二极管。。


在电源工作为dcm的时候,输出二极管不加任何吸收,其尖峰电压随着输出电流的加大而加大,当加上一个rc吸收,220pf和22欧姆。其在dcm时,尖峰几乎没有什么变化,当输出差不多100w的时候,进入到ccm模式,尖峰开始随着输出电流的加大而加大,至于为什么ccm模式尖峰会变大,是二极管反向恢复电流引起的?
当然这个尖峰不是不能被rc吸收掉,只是他需要更大的电容,以及大号电阻才能办到,,,,
我相信我这个150w电源的模式是选型错误了,,
xd285070
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  • 2014-4-6 16:51:30
 
在来几张图,看的更清楚


黄色的是二极管负到地的电压
红色的是mos管d到地的电压
图示可以清楚的看到电阻的放电周期

我这个可以看出放电电阻r大了那么一点点,应当是放射电压的末端稍微低于或者等于那个放电电阻的电压





局部放大以后,可以看到尖峰1和尖峰2,2尖峰在mos管d的波形和二极管负极端的波形几乎是重合的,但是尖峰1确没有,尖峰1不是由于变压器的漏感产生的,他应该是由于pcb的电感
所以我认为对于尖峰1和尖峰2应该分别作相应的处理













拒绝变帅
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  • 2014-4-8 14:54:42
 
楼上赞一个!
做实验也很细心,尖峰1不应是PCB的走线电感引起,走线电感与漏感是串联的关系。

xd285070
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  • 2014-4-11 15:59:12
 
感觉吧,第一个尖峰和rcd的二极管有很大关系,我的图中可以看出。第一个尖峰的时候二极管他就是没导通


那么久不能克服了?肯定不是,我相信肯定是可以克服的,等我今晚回去再试试,有效果在上图
拒绝变帅
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  • 2014-4-11 20:13:06
 
离真相近了!如果别人给你讲可能没什么感觉,只有实际经历了才知道,相信楼主对RCD的体会已经很深了。
xd285070
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  • 2014-4-12 20:14:35
 
深还是潜这需要时间和项目才能确定,弄这个弄了这么天,原因是我想拿11n65的管子反激输出165w(前面加了pfc输出30v。。。。),经过各种折腾以后还是放弃了,直接上800v管子,把这案子结果了。


最后来一张rcd波形的图片
红色:rcd 二极管正波形 黄色:二极管负波形


拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-12 22:02:46
 
带PFC的吗?
boost pfc+flyback 150W,85~265输入,我们用600V的MOS。
xd285070
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副总工程师
  • 2014-4-12 23:13:23
 
剩下的,我只能说你们强悍了,。。。。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-12 23:18:11
 
关键是变压器漏感的控制,控制在原边感量的1.5%以内。
你的漏感可能比较大。
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-12 23:20:06
 
顺便问一哈,你们输出电压?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-12 23:25:48
 
输出电压20V,变压器匝比为4.8。
xd285070
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副总工程师
  • 2014-4-12 23:35:38
 
和我这个输出24到30v,变比4,差不多,,
不过你们居然用600v的管子,,厉害
我主要是看满载开机,和低频满载到空载的测试,看瞬间mos,二极管的尖峰,,
最关键是实际负载要带的是电机,,,,,
我感觉为了保证效率和后期产品稳定性,,管子耐压还是大点好,,
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-12 23:41:23
 
稳态一般都没问题的,应力主要看瞬态了,包括开机、关机、短路等瞬态。
MOS的耐压越高,其实对效率越不利的。
你的变压器什么结构?三明治做不到这么低漏感的。
xd285070
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副总工程师
  • 2014-4-13 00:10:51
 
打样的变压器,我的就是三明治,初级包次级,最外面vcc,漏感1%。。。。。。我自己绕的漏感0.5%。。。。至于效率吧,220v高压好像整机0.87效率,但是我是那万用表测试的,,,
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-13 00:38:21
 
你的漏感比例很小了,批量能控制到1%以下?漏感绝对值是多少?
效率有点低了,不过用万用表测不准,输入功率要有PF参数,需要用到功率计。
xd285070
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副总工程师
  • 2014-4-13 11:57:13
 
本来三明治的漏感就不大,不管我是原边电感是500uh还是250uh,他漏感基本都停留在几uh,像我用800v的mos稍微加点点吸收,更本不用担心尖峰会把mos干掉
至于效率我感觉应该差不多了,但是并没发现有啥巨大发热的东西存在,,最热就是肖特基了
功率因数应该是满足需求的,高压0.93,低压0.99.。。
等我调完了,在去找个电子负载,来个精确测量
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-13 12:50:43
 
用800V的MOS还挂掉那还得了?
其实三明治的漏感并不最小的,要做的更小可以采用交错结构:P-S-P-S-P-S。。。
有时间你可以去试试,交错结构的应用也是不少。
xd285070
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副总工程师
  • 2014-4-13 15:34:57
 
三明治比较好生产,窗口利用率也相对较高,绝缘相对好处理,漏感和电容也相对较小,我认为是一个折中的曲折点,所以大家都爱吃汉堡
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-13 15:46:53
 
嗯 是这个理 实际也看功率等级和拓扑的。
一般90W以上还用反激的话,我们用交错结构比较多。90W以下基本是三明治了。
而如果90W以上用LLC结构,那直接原副结构就可以了。
学海游轮
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副总工程师
  • 2014-4-17 21:59:11
 
对于变比的选择。大一点的话,初级MOS应力大。变比小,次级肖特基应力大。主要是看你怎么权衡了。当然最好的办法是减小漏感,这根变压器漏感的绕线结构和绕制工艺都有关。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-17 22:12:51
 
实际中变比设计好后,一般是不会通过改变比来降应力的,影响太大。
shiyunping
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  • 2014-4-4 14:02:24
 
回87楼:你这样慢无目标折腾,不会给初学着带来什么帮助,这种波形在任何开关电源输出端都能够测试出来,它随负载阻抗的变化而变化。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-4 14:16:24
 
厂长,我测的是开关管的DS波形,不是输出端,正在讨论技术,别来捣乱哦。
shiyunping
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-4 14:23:33
 
一个全民都明白的基本概念,测一个人的心跳、脉动频率、强弱,是不需要到心脏里面去测的,只要在外表测量即可,测开关电源同样如此。你测试的DS波形在输出端测试是完全一样的。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-4-4 14:25:59
 
一个全民也明白的事情,狗是吃屎的,难道你也如此?
shiyunping
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副总工程师
  • 2014-4-4 14:29:45
 
专家讲话的逻辑不对头。探讨计算问题,怎么把狗牵进来了。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-4-4 14:37:06
 
你的逻辑对头?探讨电源的问题,你扯心脏干嘛? 另外我也很纳闷,探讨技术问题,你进来干嘛
shiyunping
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副总工程师
  • 2014-4-4 15:12:12
 
你还在纳闷什么呢?那种过时的在开关管源极、漏极测试电压开关的测试方法早就被否定的方法,你们仍然还在使用。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-4 15:14:50
 
道不同不相为谋。
qq80644864
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  • 2014-4-4 20:20:22
 
世界上谁否定那种方法了?给出个国际级别的测试报告来看看???
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-4 22:20:02
 
shi厂长的话可以不必当真,87楼的尖峰提提看法呀。
qq80644864
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  • 2014-4-5 00:43:10
 
图1跟图2不同的地方不止是那两尖峰的不同,估计是改了D串联的那个R的大小
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-12 23:13:06
 
不是找不同点,是只关注1和2这两个尖峰,D没有串电阻呢。
学海游轮
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-19 19:37:26
 
其实之前泰克的售后有提到过有些电源厂商不测试Vds,当时没有机会细问。敢问98楼有什么更科学的办法来评估MOS的Stress吗?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-19 21:24:21
 
通过间接的方法也可以估算出MOS的Vds电压,但存在误差,还是直接Vds最接近真实。
张东升
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高级工程师
  • 2018-6-22 18:02:01
  • 倒数2
 
前辈,您好,对于这问题,很好奇,希望得到您的指导。我刚入门没多久,谈谈一点不成熟的想法。尖峰1是由于二极管的正向恢复造成的,因为二极管并非理想器件,开通存在延时。尖峰2是C取得过小,或者R取得过小造成的。尖峰1的消除,我暂时没有想出好的办法,因为降低漏感等,对此好像有点跑题。

尖峰二实际是RCD参数错误的一种表现,将RC搭配好即可消除。
很希望得到您的指导,为谢~
mandy2
  • mandy2
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  • 2014-4-7 22:35:46
 
支持!
cx123
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高级工程师
  • 2014-4-8 09:17:59
 
楼主你好,可以整成PDF的形式吗?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-8 14:56:05
 
内容都在帖子里呢,要不你来整一个?
liaozhaocheng
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  • 2014-4-15 09:51:18
 
不得不顶的好贴。
增大Rsense, 解决了肖特基尖峰过大的问题。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-15 12:46:26
 
需要重新确认过功率点哦,不要导致限功率了。
同时也要确认下对效率的影响。
对于有burst mode 的,会影响进出burst mode的电流点,进而影响噪音,也确认一下。
burning520999
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高级工程师
  • 2014-4-15 11:25:11
 
有点问题,改变Rsense 电阻只能改变短路时限功率抑制Vds,正常情况下,[size=14.399999618530273px]改变Rsense 电阻一点用没有(因为是固定频率)限制IP只能增大感量,进入CCM模式。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-15 12:50:33
 
这里所说的尖峰,主要指短路、过流保护、OVP、开机、关机等瞬态产生的尖峰。
对于稳态,一般改Rsense没用,具体要看IC的控制机制。
还有增加Rsense,不一定要增大感量哦,思路可以更开一些。
拒绝变帅
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  • 2014-4-15 12:58:21
 
兄台是个挺会思考的人,看看107楼的内容?
学海游轮
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  • 2014-4-19 17:38:42
 
LZ,在效率满足规格的条件下,增大钳位电容如何?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-19 19:27:55
 
一般是增大钳位电容都会有效,但还要看具体是要解哪个尖峰,看看87楼的图,尖峰2可以通过增加C来压,尖峰1高的话加大C效果不明显。
学海游轮
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-19 19:33:20
 
减小漏感能压尖峰1吗?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-19 21:26:09
 
减小漏感是本质啊,可以降低整个尖峰的平台,但尖峰1还会存在。
powoowang88
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本网技师
  • 2014-4-21 12:17:31
 
可以做到合理减少,但是永远会存在
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-21 12:32:19
 
是说尖峰1吗?永远存在也不对,我可以把它搞掉。
学海游轮
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副总工程师
  • 2014-4-21 12:43:36
 
如果方便的话,可否透露一下。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-21 20:59:10
 
主要是RCD中D的选型,你可以试试不同Trr值的,相信会有发现。
gaohq
  • gaohq
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副总工程师
  • 2014-4-21 21:01:17
 
小功率的用慢管,大功率的呢 ?
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-21 21:15:27
 
你说的大功率是多大功率?小功率又是多小?
powoowang88
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本网技师
  • 2014-4-21 14:29:41
 
要考虑效率的 不然成了死负载了
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-21 20:59:37
 
你的意思是通过减小RCD中的R来降低尖峰1?
学海游轮
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副总工程师
  • 2014-4-21 21:22:27
 
我觉得还是要搞清楚第一个尖峰的来源,从本质上去减小尖峰才是关键,LZ可否说明一下,我都忘了。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-4-21 21:30:23
 
我的理解是:
第一个尖峰是由于RCD吸收中D的正向导通特性造成的。
在D导通的瞬间,正向电压会达到十几V甚至几十V之多。
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-28 13:58:28
 
所以,我在二极管上并了电容。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。。
学海游轮
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LV8
副总工程师
  • 2014-4-28 18:40:17
 
在这里二极管的反向恢复有影响吗?因为你相当于增加了二极管的结电容
qq80644864
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  • 2014-3-28 22:55:45
 
这个平台电压是哪里的电压呢?
Coming.Lu
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  • 2014-3-28 22:59:07
 
对,相当麻烦,哈哈。
joezzhang
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LV8
副总工程师
  • 2014-3-28 23:06:20
 
比如说第一个周期有 7x 的漏感能量,如果每周期放完,则尖峰是2.6U


如果电阻在2.6U电压条件下每周期只能放 2.9x 能量,则C上的电压会慢慢上升,最后变成一个4U的尖峰底部有一个3U的平台。。。
qq80644864
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  • 2014-3-28 23:08:09
 
这样就是需要RC的配合了,明白了,多谢
Coming.Lu
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  • 帖子:15134
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  • 2014-3-28 23:09:16
 
反正,我是算不出来了。
我只知道,很复杂。
拒绝变帅
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总工程师
  • 2014-3-28 23:13:36
 
你们说的有道理,这里理想化了,没交代清楚。
但实际中不是要去算那个尖峰,而是为解那个尖峰提供指导方向,这与有没有平台无关。
joezzhang
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LV8
副总工程师
  • 2014-3-28 23:29:02
 
定性分析C1的作用是可以的。


但是有没有平台会对尖峰影响很大,而且漏感能量也不可能全部转移到C上,因为漏感给C充电的同时也在对R放电。所以减小R也会使Vspike减小,不过这就是以牺牲效率为代价了。
拒绝变帅
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LV10
总工程师
  • 2014-3-28 23:40:24
 
嗯,是这样的,不过我们一般不会通过减小R来解尖峰,对效率影响较大。
qq80644864
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  • 2014-3-29 00:01:52
 
电源看折中选择了,有时候没办法还是会减电阻
huhushuai
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高级工程师
  • 2014-4-1 20:35:00
 
楼上说的是。
p201kk
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LV6
高级工程师
  • 2014-6-17 14:43:33
  • 倒数10
 
如果全部用RC来解决, 也不是不可以啊
化二为一
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LV8
副总工程师
  • 2014-6-17 16:44:46
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关键电阻发热严重啊,我们2W的电阻很烫啊
爱国分子
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高级工程师
  • 2014-6-18 21:53:04
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如果再并联一个电阻会怎样呢?
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2014-5-29 13:05:24
 
这个电容能影响电压,电流,以及mos的关断时间,,,当然我找不到有更好的位置去处理第一个尖峰
lianghao9041
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LV4
初级工程师
  • 2014-4-28 22:09:24
 
MARK,学习了
long109tou
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LV6
高级工程师
  • 2014-5-29 17:42:26
 
文章,写的不错,理论实践相结合!
dxsmail
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副总工程师
  • 2014-6-13 14:54:54
 
非常不错的贴子。。学习了。。。。
hwx-555
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LV10
总工程师
  • 2014-6-17 19:43:34
  • 倒数8
 
强悍的图,确实可以搞定绝大部份问题
p201kk
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LV6
高级工程师
  • 2014-6-19 10:29:22
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每个概念都需要新人反复去研究啊
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