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电源环路稳定的理论分析!

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HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-25 11:22:25
10问答币


里面的黄色信号是我采集输出的,干扰挺强的,不知是不是因为交流输入的噪声引起的?应该怎么抑制呢?谢谢
这是之前的题目 请教下图中的干扰有什么引起的,怎么解决?
现在觉得应该改下,主要讨论的是环路设计了,主要面对的也是环路设计的问题。请大家继续支招,在这里先谢谢各路英雄好汉了。
现在讨论的层次越来越高深,希望大家能接着讨论,把这个问题整明白了,以后再做控制就容易的多了
YTDFWANGWEI
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版主
  • 2010-6-25 11:25:46
 
从你的采样来看,频率在50或100HZ,因此应该是跟交流输入有关的。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-25 14:04:59
 
交流滤波的时候我用了个2mH的电感和0.01UF的X2安规。开关频率100K,
(1)感觉滤波的截止频率是不是大了点?但是用示波器观察这路输出的时候,有时候是这样的,有时候就很直。没有纹波。
(2)用万用表看着陆输出的时候,电压会发生波动,有没可能跟这有关?
(3)电压波动之后又稳在一个值上,有时候是之前的值,有时候有变化,这种情况和这有关吗?
long223349
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高级工程师
  • 2014-11-2 23:10:30
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allen-leon
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  • 2010-6-25 13:01:29
 
從前級入手看看,是什么架構的電源?
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-25 14:05:38
 
自己用TOP做的反激电源,这路是没有采样并隔离的
伟林电源
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  • 2010-6-27 06:33:12
 
不知道你波形的采集点在哪里?
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-27 08:02:37
 
这个离输出端比较远的,滤波电容焊在板子上,采着不太方便,我就夹在负载二端,和输出端连接的线比较长,采集的时候是发现用万用表测试的时候幅值有抖动,不过也怪,过了几分钟看万用表稳了,还在原地方测波形,竟然又直了
伟林电源
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  • 2010-6-27 13:04:55
 
我觉得不排除干扰的成分。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-28 07:46:34
 
如果是干扰的话,就是前级输入滤波的原因了吧,和环路设计应该是没什么关系吧
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 12:00:44
 
实际证明你说的是对的,我把输入的滤波电感有2mH改成18mH,就没有纹波了
周挺巧
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  • 2010-6-28 09:21:42
 
输出电压、电流及负载情况?
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-28 11:12:05
 
以前老是出现的情况是:
上电的时候先是26,然后很快掉到25.5。我一直用万用表监视着电压,有时候电压出现抖动,涨到25.8,过一会又下来了。就是不知道这个上电时的过冲是怎么回事,但是有时候就没有过冲(开开电源直到稳了,过一个小时后断电重新开机就稳在25.5)。
不稳的这路是反激多路的辅路(没有控制,且与主路隔离)
今天的情况是:
上电后直接稳在26,到10.40的时候很快有26降到25.5然后稳了,下午停机了一会,再开,电压26,然后迅速降到25.5,稳定了下来
不知什么原因引起的,应该怎么解决

这是前几天记录的结果,在另一个帖子里发的。http://www.21dianyuan.com/bbs/bbshome/topic.php?action=show_topic_tree&topic_id=18362
26V这路电流是300mA,(82欧的功率电阻,额定功率远大于实际功率)
主控5V,电流是170mA。在整个过程中,负载没有动过
jimmy
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  • 2010-6-28 11:42:52
 
可能是电网的扰动造成开关电源不稳定,有没有试过调整环路反馈参数呢?有没有改善呢?
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-28 12:52:25
 
也在一直改啊,就是看不出结果来,呵呵
shenhaiyumin
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高级工程师
  • 2010-6-28 11:53:06
 
兄弟,TOP的不好弄,布线弄不好干扰相当大.
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-6-28 12:53:02
 
原本想着,TOP件少,可以省点事呢。你们一般用什么芯片呢?
jimmy
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  • 2010-6-28 17:37:48
 
用ST的VIPER系列
大家别拿砖头扔我唷,哈哈
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-1 14:11:56
 
别误会了,我是真心请教的,我除了3845,就用过TOP,在学校实验室别的也不了解,所以请教下,呵呵
伟林电源
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  • 2010-7-1 19:40:23
 
VIPER系列的功率级别比较小,适用范围有很多限制。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-1 19:42:01
 
那种环路补偿容易呢?呵呵 尤其是做多路的时候?容易控制的介绍几种?
伟林电源
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  • 2010-7-1 19:48:59
 
很容易,参考它的典型应用就可以了。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-1 20:43:31
 
我是说哪种芯片的补偿好做?
伟林电源
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  • 2010-7-1 22:16:42
 
两种都差不多,只是封装不一样而已,外围电路都比较简单。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 11:52:50
 
ESR=损失角/pi*C*F,这个损失角哪里有,我怎么没找到规格书,甚至连各种型号电容的说明也没有
看下25楼的问题吧,我很郁闷
muciel
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本网技师
  • 2011-8-25 23:49:32
 
您好,能不能帮忙分析下这个帖子的问题呢,谢谢啦
muciel
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本网技师
  • 2011-8-25 23:50:11
 
jimmy
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  • 2010-7-2 22:07:31
 
都差不多,不管是ST的还是PI的,或者3842系列的,环路补偿都差不多的。一般都是典型的补偿电路
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 08:20:48
 
再请教一个环路补偿的基础问题,我用单极点单零点方式补偿TOP,输出用LC滤波了。在相角裕度上有点不明白。
主回路在穿越频率处有几°滞后,误差放大器这一部分有180-270的延时(包括负反馈),LC滤波器在穿越频率处又有近180°的延时。这么加起来之后,这个延时已经大于360°了!系统就不稳了,但实际上还是稳定的。请问是哪地方计算错误?
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 11:01:58
 
1、误差放大器的相位延迟:
在低频处,由于初始极点,也就是零频极点,产生90度的相位滞后,又由于本身是负反馈,附加180度相位滞后,总共是180+90度=270度的相位滞后。但是随着频率的增加,在没有到达补偿极点频率之前,这个相位滞后是逐渐减小的,甚至可以减小到180度。

2、LC滤波器的相位延迟。
LC滤波器的输出电容的等效串联电阻ESR在这里起了非常重要的作用。有了ESR,在高频处,LC滤波器不再是LC,而是LR滤波器,相位延迟也是远小于180度。
当然了,LC滤波器的输出电容如果没有等效串联电阻ESR,这时候要用到双零点双极点补偿器了。

这样算起来看看,总的相位滞后,距离360度还是有一定距离的。这个距离,就是我们常说的相位裕度。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 11:49:40
 
第(1)条,同意你的说法,咱俩说的一直。就是延时在180-270之间。
第(2)条,反激设计,我的L是3.3豪亨,C是47毫发。这么算起来双重极点是7.3K。问题是怎么计算那个ESR引起的零点,才能算出来零点引起的相位超前,按照一本书上说的按照RC=65*10^(-6)的话,是2.45K。这样导致的结果就是LC的曲线变成增益为0,1,-1 了,而不是通常画的 0,-2,-1.所以我就忽略了47毫发的ESR,而只考虑了整流管后,L前面的那个1000uF的ESR。
(3)我的问题是如果要考虑电容引起的ESR,应该怎么考虑?这个零点安多少计算?
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 14:18:08
 
关于第二条中LC的相位延迟,这个涉及到 反激式变换器的建模问题。
从你的描述来看,是用CLC的滤波方式,参数分别是 1000uF,3.3uF,47000uF。
反激变换器,从其工作方式来说,有CCM和DCM,那么就其模型来说,也要据此分类。
1、CCM的模型,里面含有的双重极点,是由 次级滤波电容和变压器初级电感产生的,而不是次级滤波LC产生的。
工作在CCM模式的反激输出电压取样,一般是在L之前,整流二极管之后,这样可以避开次级LC滤波引起的相位滞后,当然这要牺牲负载调整率。
取样绕开LC滤波,那么增益斜率,依然会是 0 ,-2,-1。
2、DCM的模型,里面不再含有双重极点,而只含有单极点,由负载电阻和滤波电容产生,f=1/(2*pi*R*C)。如果滤波电容含有esr,同样会产生零点。

至于ESR是多少,电容厂家提供的产品手册上,一般都会标注出这个数值,或者损耗角正切值,查查就可以了。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 14:51:07
 
首先不好意思,之前我有一个错误,PI型滤波的参数是 1000uF,3.3uF,47uF。是47微发,不是毫发。纠正一下。
(1)DCM模型里面,没有双重极点,但是我要用PI型滤波的话,整个系统的开环传函还是会因为后面的LC产生个双重极点。因为我是将光耦供电端接在整流管后3.3uH那个电感前,将431控制端取样接在3.3uH那个电感之后,这样接是不是更合理?
(2)CCM模式,由次级电感和那个1000uF的电容会产生双重极点,如果按照我(1)中的接法的话,由次级的LC滤波不是又要产生一个双重极点?
(3)“工作在CCM模式的反激输出电压取样,一般是在L之前,整流二极管之后,这样可以避开次级LC滤波引起的相位滞后,当然这要牺牲负载调整率。”按照你的这种接法的话,后级的LC就没在闭环回路里面,采样的电压不是最终输出电压,所以对负载的变化也不够明显了,这么理解对吧?
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 14:58:25
 
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 15:15:02
 
刚才想回帖时想画个图,突然就发现我的PROTEL,不好使了。也不知道怎么回事。所以就只能描述了,刚才看到那个帖子,就截个我用的图过来了,呵呵

我的光耦供电的方式和电压取样的方式一样,只不过他用单零点补偿的,我用单零点单极点补偿的。
现在咱谈论下这中模式的传函。我觉得应该加上后级LC滤波,你觉得呢?
另外在设计的时候电容的ESR是都要考虑吗?我看见小电容就不想考虑了,呵呵
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 15:24:58
 
是的。这个属于含有增益限制的补偿,高频增益是是个定值。
这种取样方式传递函数的推导,比较复杂,我暂时推导不出来。
你可以就这个传递函数的推导,发个帖子,邀请更多的人参与讨论。
一般来说,电解电容的ESR都是要考虑的。
小电容的话,容值小,ESR也小,比如有些瓷介电容、薄膜电容,计算出来 的零点,早已超越了穿越频率之外,可以不考虑。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 15:45:07
 
http://www.21dianyuan.com/bbs/bbshome/topic.php?action=show_topic_tree&topic_id=18249 这是之前发的贴子 也没有人推出个 结果来 呵呵
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 16:56:29
 
下面是参照一本外国人的书,然后自己整理出来的,大家看下有没问题?
没问题的话是否可以按这个思路推出CCM模式的?
DCM模式反激传函和伯德图的绘制

目的是求EA输出到V0输出的传函,好绘制伯德图
(1)EA输出到V0输出的直流增益
假设效率为0.8,则P0=0.8*1/2* LP *IP2*F=V02/R0
因为IP=Vdc*Ton/LP
所以P0=0.8*Lp*( Vdc*Ton/LP)2/2T= V02/R0
PWM调制器将误差放大器的输出Vea和一个0-3V的三角波进行比较,产生矩形脉冲。Vea/3=Ton/T,即Ton=Vea*T/3
带入上式得:P0=0.8*Lp*( Vdc/LP)2*( Vea*T/3)2/2T= V02/R0
V0=Vdc*Vea*(0.4R0*T/Lp)1/2/3
所以反激DCM模式PWM调制器的直流增益为△V0/△Vea= Vdc*(0.4R0*T/Lp)1/2/3
(成立的前提是误差放大器输出与3V的三角波比较)
对于TOP2来说,控制机电流在2-6mA时,占空比从0到1,所以△Vea*CTR/R/4=D= Ton/T
其中R为光耦上串联的限流电阻,单位为K,因为电流的单位取的mA,4就是6-2mA
带入式子得到:△V0/△Vea=(R0*T/40 Lp1/2Vdc/R限流,R限流为K,R0单位为欧,其余正常。
(2),交流增益
将一个频率为Fn的小正弦信号接入到EA的输出端,经T1的脉冲调制,转到次级,也是一个正弦脉冲,频率也为Fn,这个小信号,流经滤波电容C0和负载R0中,频率高时,电压幅值降低,也就是说这里存在一个极点,其转折频率为2Pi* R0* C0,(这里由于低频的时候C0的阻抗远大于ESR,所以忽略了ESR)
由于滤波电容一般都存在ESR,又产生了一个零点2Pi* Resr* C0.(高于该频率ESR上的阻抗大于C0的阻抗)
这里的零点频率远远大于极点频率了,所以幅频曲线是先水平,再-1,再水平。
水平起始点就是直流增益。
有了起始点,有了变化趋势及其零极点就可以绘制出PWM调制部分的伯德图了:
(3)负载的影响:由于负载是变化的,并且直流增益和极点与负载有关,所以应该考虑2个负载极值来画伯德图,结论是绘制的图上水平起始不一样,极点不一样,零点一样。在设计的时候要考虑负载的2个极值都能稳定才行。

11111.png

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zkybuaa
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  • 2010-7-5 13:37:20
 
你给的图没显示出来。
看计算过程,应该是用TOP控制器做的,这种控制器没用过。
不过从计算步骤来看,大致正确。
HolyFaith
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LV8
副总工程师
  • 2010-7-3 16:50:48
 
听说那个CCM模式有右半平面的极点,你说的“CCM的模型里面含有的双重极点,次级滤波电容和变压器初级电感产生的”是不是就是那个右半平面极点?
zkybuaa
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  • 2010-7-3 17:00:11
 
我想你可能记错了。
CCM模式,存在右半平面零点。
HolyFaith
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  • 2010-7-3 17:05:12
 
呵呵 犯了个低级的错误。之前看书上写的时候也没明白是怎么回事,所以看到有双重极点就以为是极点呢,呵呵
那CCM模式,是次级电感与整流管后面的电容形成双重极点,那个右半平面的零点体现在哪里呢?或者说有什么引起的呢?真是不明白了?
HolyFaith
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  • 2010-7-5 10:47:31
 
把这帖子来回看了几遍,决定还是从这一贴回这个消息吧。还是LC的问题。关于相角的计算。
(1)不含ESR时的相位图:相位滞后与负载R有关


(2)含ESR时的增益曲线,由于ESR引起了增益曲线由-2变为-1,ESR肯定会引起相位的变化。


(3)含ESR的LC相位的滞后:这个表是说了ESR引起的相位的变化,但是有第(1)条知道,负载肯定会影响相位,那这里的ESR引起的变化是否考虑了负载,如果没有考虑的话,我们在计算时应该怎么计算才能既考虑负载又考虑ESR?

zkybuaa
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  • 2010-7-5 13:32:30
 
看内容,是从王志强翻译的一本书上搬过来的,
那本书给的相位滞后的计算公式,是经过近似计算了的。
因为实际工作中的负载Q值都是很大的,双重极点引起的相位滞后下降很快。
它默认为双重极点已经引起了180度的相移。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 15:30:33
 
首先你的猜测正确,这是从论坛送的书的第2版摘的,听说那本书不错,我就看的那本。
主要的是我现在在计算这个相角,应该怎么计算LC滤波器引起的相角滞后?这个电路的Q值也很大,可以认为是LC滞后180,有ESR引起的零点导致的超前呢?可以按arctan(Fco/Fesr)不?就是Q值很高电容含ESR的LC,相位滞后可以按180-arctan(Fco/Fesr)吗?我按这个算的,结果环路总相位滞后362°,已经要震荡了!但我后上电过一点电压还是稳的!
zkybuaa
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  • 2010-7-6 08:22:29
 
Q值很高电容含ESR的LC,相位滞后可以按180-arctan(Fco/Fesr)吗?
是可以这么估算的。
但这个公式估算的相位滞后的结果,是偏大的。
HolyFaith
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  • 2010-7-6 15:35:47
 
你说的偏大,是说因为LC偏差不到180的原因吗?
那如果要计算相角的话,怎么计算呢?还有下面这二个图这是我找到的一个电容的资料,按这个怎么计算ESR引起的零点?






都是一个范围啊?有人说是损耗角/2piCF,这个F不知道应该是工作频率呢 还是上图第7项中测损耗角的那个频率1K呢?
还是其他?
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-6 15:49:39
 
偏大的原因,就是因为LC偏差没到180度,而我们用180度近似计算。
计算相角的话:1)、最好能是计算出来传递函数表达式,然后matlab绘制伯德图,从图上查,这样简便些。因为手工绘制的伯德图,是有偏差的。2)、或者是用PSPICE等软件建立它的小信号模型,通过交流分析,得到它的频响曲线。3)、当然,实测是最好的了。
计算电容引起的零点,需要用到它的ESR。跟损耗角正切值有关。tan(α)=ESR/2*pi*F*C。这个F就是工作频率。损耗角正切值会随着频率变化的。有机薄膜的电容,特性会较好一点。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 17:22:18
 
请确认一下这个“跟损耗角正切值有关。tan(α)=ESR/2*pi*F*C” 见好多地方是ESR =tan(α)/2*pi*F*C啊
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-6 17:39:16
 
是我的错了。
tan(α)=等效串联电阻/容抗,我代入的时候搞错了,不好意思哦
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 17:53:02
 
这个式子好理解多了,就是无用部分处以有用部分,呵呵 谢谢了 那想我上面贴的那个贴图里的电容,计算的时候只要按捺个最大值计算就可以?
还有仿真你们一般用什么软件?我们实验室做电机控制的时候一般用Matlab,但是我看做电源的好像用Saber的多。还有其他几款,能说说那个常用,用的场合多呢?我想学一个,老是用手画伯德图也不是办法,呵呵
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-6 17:59:14
 
按照工作频率来算,因为这个正切值跟频率有关。
仿真的话,matlab pspice saber比较常用。
matlab用来仿真环路特性比较优秀,
pspice不容易收敛,saber仿真结果处理能力比较强。
论坛里,saber讨论的比较多。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 18:07:20
 
谢谢
我的工作频率是100K,电容是47uF,按照上面97楼的那个图,这个ESR怎么算?是0.0015/6.28*100K*47*10^(-6)是这么算吗?
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-6 19:49:05
 


tang * = a / b= Resr *2pai* f *C
所以 Resr = tang * / (2pai* f *C)
tang * :损失角正切(如图)
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-7 21:39:11
 
画出个图很容易理解了,谢谢了。
你们一般都这么计算的吗?我想算,可是实际中我在找这个电容规格书的时候很少,买的电容,好多我都不知道是什么牌子的。更是没法找到规格书,找到有的上面标的tang是<一个值,也没有给出一个切丁的值。这个在实际用中还是个问题.
blueskyy
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  • 2010-7-5 13:36:54
 
楼主,能否将完整的电子档上传?
大家学习下。
zkybuaa
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  • 2010-7-5 13:39:15
 
本次电源网发的三等奖就是这本书的第三版。
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-5 13:46:20
 
哈哈,碰巧这次我也中了这本书。。。,不知道什么时候会发出来。
回过头看了下名单zkybuaa兄也有份哟。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 15:19:12
 
我也有幸哦,呵呵 其实之前看到论坛有活动,后来说取消了。我就没在意的,结果前一段说是中奖了,纯属意外,呵呵 本打算在来这里好好学习,好找个工作,结果一不小心中了本书
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-5 15:24:29
 
哈哈,恭喜! 恭喜!
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 15:31:56
 
咱三人都有份,呵呵 同乐吧,就是不知道什么时候能邮来,过一段我就要出去找工作了,估计暂时不能静下来看书了
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-5 20:59:05
 
提前祝福兄台心想事成!找到一份满意的工作!(最近天气炎热,多保重身体!)
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 21:14:58
 
谢谢老兄,现在正在网上看呢,想找份做逆变、变频之类的,江苏那边。有合适的单位介绍几个。
顺便看下74楼的问题,谢谢
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 15:17:03
 
确实是的,这次中奖的是第三版,我看的电子书是第二版的。马上有新版的了,这个还需要吗?要是需要的话,请留言,我传上来。
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-5 20:54:46
 
要,要。
谢谢兄台!
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 21:18:19
 
好的,传这里了,需要的请下载,是多个,如果嫌下载麻烦,可以QQ联系我,发文件过去。 1025126830

开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part01.rar

1.39 MB, 下载次数: 460

开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part02.rar

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开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part03.rar

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开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part04.rar

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blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-5 23:18:23
 
不好意思,我还没有QQ 。看来是要建个了。。。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 12:17:39
 
发你邮箱了,注意查收。申请个Q吧,那样大家交流很方便的。
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-6 13:04:02
 
谢谢兄台!
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 15:04:18
 
要说谢还是应该谢谢你们啊,帮我解决了难题哦
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 21:33:57
 
明天再传,网速太慢,我都生怕卡死,

开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part05.rar

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开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part06.rar

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开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part07.rar

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HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 12:03:01
 
全了

开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part17.rar

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开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part18.rar

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开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part21.rar

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HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-6 11:51:54
 
今天继续传

开关电源设计(第二版)--王志强翻译美.part11.rar

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天堂里的混混
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  • 2010-12-2 15:47:49
 
怎么没有1 2 3 4啊,解压不了,期待!!
cedar2010
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  • 2012-1-7 19:26:51
 
请问双重极点7.3K怎么算的?你没给出传递函数啊
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-3 11:53:47
 
自控这门课学好了,开关电源的反馈环就是件轻松的事情。
顶你!
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 11:55:30
 
说实话,我自己觉得我自控学的还是不错的。就是和实际结合起来的时候,好多参数不知道怎么选。或者说没有准确的模型。就像那ESR,就是很愁得
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-3 12:01:48
 
记得在哪个帖子里,你说你现在还是学生,可能实践的还不多。
理论的掌握到灵活熟练的应用之间还是有差距的,就拜师学拳。在实际应用的过程中会有新的理解和体会。
我们一起向 zkybuaa网友多学习,多请教!
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 12:05:22
 
谢谢关注了,呵呵 现在还是学生,明年就毕业了。这不马上要找工作了。我现在在实验室做反激电源,不过条件很艰苦,设备落后。呵呵 一起向你们学习了
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-3 12:09:26
 
一起学习,一起探讨。。。。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 14:57:35
 
刚才高人说到蓝天兄,我才看到你的昵称是bluesky,呵呵 我的Q昵称之前是“飞向蓝天” 呵呵 后来为了给论坛一致才改成Holyfaith.。QQ 1025126830。希望和大家成为朋友。共同学习共同进步!
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 14:20:45
 
蓝天兄太抬举我了,好多东西,我也是一知半解,大言不惭罢了。~
大家共同讨论,多多交流,共同进步。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 14:54:58
 
你确实厉害,就不用客气了,我们是真心的想跟你学习的哦
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 15:07:10
 
我也是自动化专业毕业的。
我觉得对于开关电源的反馈补偿,经典控制理论应付它绰绰有余。
但经典控制理论,更倾向于环路的校正,也就是如何去控制一个模型,比如 超前校正,滞后校正,超前-滞后校正等等。
仅仅知道控制一个模型,还不够,还需要知道怎样去建立一个模型,否则,经典控制理论就没有用武之地。
推荐你一本书看看:
作者 张卫平 《开关变换器的建模与控制》,写的很详尽,建议你看看。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-3 15:20:18
 
好的,谢谢。你说的正是我的理论联系不上实际啊,呵呵 谢谢了,这下要解惑了哦
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-3 18:49:26
 
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 21:09:49
 
蓝天兄的思维缜密,分析细致,让我受益匪浅。刚开始看你点名让我回复,后面又说请大师指点,你这种称呼,胡寿松都未必敢回复,我更不敢回复了。
第一个问题:
我觉得你这句话:闭环零点的特性:减小峰值时间,增大超调量和调整时间,减小阻尼。对此,我不敢苟同。
这段话,描述了闭环零点的四个作用,看似连贯统一,其实不然。
先来举个例子,用具体函数式的例子:
设传递函数G1=4/s^2+2*s+4,传递函数G2=4(s+1)/s^2+2*s+4,它们的阶跃响应如下图所示:
绿色为G2,红色为G1



由此,我们得出如下结论:
在闭环传递函数的分母相同的情况,零点的加入,会提高系统的响应速度,但会增加系统的超调。
至于在开环传递函数的分子上,增加一个开环零点,我想,你忽略了一个非常重要的前提,就是这个零点在什么位置上加入的。
我们知道,开环传递函数的计算,从主体上,可以分为两个部分:一个是前向通道,一个是反馈通道。由此,也引出时域分析中难得出现的两种校正方式:比例微分校正和测速校正。

在改善系统性能的方法中,比例-微分校正和测速校正是两种最常用的方法。比例-微分校正是以误差信号e(t)与误差信号的微分信号de(t)/dt 的和产生控制作用,在系统框图上,表现为在单位负反馈系统的前向主通道中串联比例微分环节(1+K*S) ,简称PD控制或微分顺馈。

测速反馈控制是将输出量的速度信号dc(t)/dt 采用负反馈形式反馈到输入端与误差信号e(t)比较,构成一个内反馈回路简称速度反馈,相当于把比例微分环节(1+K*S),作为系统反馈通道代替原来的单位反馈。
对于比例微分控制来说:(1)、等效阻尼比增大,系统自然震荡频率并没有改变。(2)、由于等效阻尼系数加大,将使超调量δ%和调节时间变小。(3)、闭环传递函数有零点Z=-1/ K,将会给系统带来影响。
而对于测速校正来说,(1)、等效阻尼比增大,自然震荡频率也没有改变。(2)、由于等效阻尼系数加大,将使超调量δ%和调节时间变小。(3)、修正后系统传递函数分子与原系统相同,即闭环传递函数并没有串入零点。
为了显而易见,举个例子,比例微分环节0.5*s+1,原系统闭环传递函数依然为G=4/S^2+2*s+4,校正后系统和原系统的阶跃响应如下:
红色为原系统响应,蓝色为比例微分校正,绿色为测速校正



由此,我们得出如下结论:
校正环节加入系统前向传递通道形成闭环,在闭环传递函数中形成一个零点并增大了阻尼比,故时域响应能够同时降低超调和提高瞬态响应。校正环节作为反馈通道,在闭环传递函数中没有形成零点,但增大了阻尼比,故时域响应能够明显降低超调,但对瞬态响应提高不明显。
将上述三个系统的博德图放在同一张图上:


结论:比例-微分环节(蓝色)提高了瞬态响应,是以降低高频抗干扰能力为代价的,在输入信号伴有较强噪声的系统中应该尽量避免采用串联比例-微分环节。



第二个问题:关于根轨迹分析法的问题。
对于根轨迹分析法的定义,你说得没错,但你少说了一点,常规根轨迹的变量,是开环增益K。根轨迹分析法是在传递函数开环零极点位置确定的情况下,闭环零极点随着K变化的过程。由此可见:闭环极点的位置确定,尤其是主导闭环极点的位置确定,是由开环零极点在S域的分布情况和K的大小,共同决定的。开环零点、开环极点、K值这三者,任一变化,都会对闭环极点的位置做出影响。
我没记错的话,根轨迹分析法是由美国人伊万斯在1948年的博士论文中提出的,起初主要是用来判别系统的稳定性,而不是用来分析系统的性能。要知道,最初麦克斯韦提出用微分方程描述系统的运动时,对于系统稳定性的判定是无能为力的,他只是感觉,系统的稳定性,跟描述系统运动的微分方程的系数有关系。这个关系,就由他的学生劳斯来解决,于是就有了劳斯判据,但劳斯判据有大量的数据计算,比较复杂。伊万斯的根轨迹判据提出之后,大大减轻了计算量,现在有了matlab,一个pzmap命令就解决了,劳斯判据就成老古董了。
随着根轨迹法的进一步发展,不再满足于仅仅用来判稳,发现还可以用来分析系统的时域性能。如果能将主导极点控制在某一特定区域内, 系统会有极其优良的表现。如果主导极点不在这个区域内,就要调整上面三个参数:开环零点、开环极点、K值,使主导极点运动到那个区域内。用个形象的词语-投篮,就是把主导极点,投到特定区域内,这就是根轨迹校正法的意义。

第三个问题:恕我愚昧,我没看懂你在说啥~
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-3 21:33:57
 
谢谢,Zkybuaa兄的回答(看你的文字我很感动!)
blueskyy
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  • 2010-7-3 21:55:17
 
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-4 00:28:59
 
老兄你的联想太丰富了,居然能把三种分析方式联系在一起考虑。
我觉得,闭环零点的信息,由根轨迹上各个极点之间的相互距离大小来给出的。
在数学上,三种分析方式的联系的纽带,就是阻尼比。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-4 08:16:14
 
“闭环零点的信息,由根轨迹上各个极点之间的相互距离大小来给出的”这句话怎么理解,根轨迹上各个极点的距离决定了闭环零点?好像没关系吧?
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-4 10:53:37
 
闭环零点决定了各个闭环极点在整个瞬态响应的比重,也就是闭环极点前面的加权系数。
最靠近原点的闭环极点,成为主导极点。
其余的闭环极点跟这个主导极点的距离远近,决定了它们的暂态分量前面的加权系数。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-4 10:59:31
 
不过你没有说明闭环零点是怎么决定闭环极点在瞬态响应中的比重的,譬如说有3个极点,一个零点。那这个零点怎么控制闭环极点的加权系数呢?
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-4 11:14:09
 
根轨迹上反映出来的零点,都是开环零点。
至于闭环零点在根轨迹上如何体现出来,我上贴已经回答了啊。
根轨迹上的点,都是闭环极点,K值确定之后,可以唯一确定。
有几条根轨迹,就有几个闭环极点,位置确定之后,它们之间的相互距离也就唯一确定,跟原点的相互距离也唯一确定。
就好比 极点前面的加权系数,跟它们跟原点的距离以及它们之间的相互距离有关系,跟闭环零点有关系。
那你说闭环零点,跟这些距离有没有关系呢?
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-5 09:06:01
 
HolyFaith
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  • 2010-7-5 10:49:37
 
这个问题问的好,我也一直不明白,请Zykbuaa 兄讲解一下
zkybuaa
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  • 2010-7-5 14:17:23
 
晕,老兄的思维真活跃啊,佩服佩服~
我觉得,经典控制理论分析中,三种分析方法,各有优势和不足。
分析方法要至少具备两个功能:一个是判断绝对稳定性(稳定判据),一个是用来分析相对稳定性(动态特性)。
1、时域分析是最为直观的方法,没有什么能比求出时间上的响应最为直接了。它的稳定判据主要就是 劳斯判据和赫尔维茨判据,缺点是计算上过于烦琐和复杂。因为解一个高阶微分方程不是那么容易的事情,虽然经过拉氏变换能简化解算过程,但解算出来之后,还要拉氏反变换回去。对于低阶系统还好,对于高阶系统而言,简直就是个噩梦。
2、根轨迹方法,用来判断系统的稳定性,是三种方法中最为方便的。但用它来分析系统的性能,就略显不足。常规根轨迹的变量过于单一,只有一个开环增益。如果系统的变量是一个零点或极点,就要用到广义根轨迹。当采用增加零极点的补偿方式来改善系统性能,用根轨迹来分析校正后的效果,根轨迹有点心有余而力不足的感觉。
3、频率分析法,也叫几何分析法。因为最初的频率分析法,就是画图分析,分别有三种图。奈奎斯特图,伯德图,尼科尔斯图,其中,尼科尔斯图可以用于闭环频域分析,奈奎斯特图主要用来判稳,伯德图既可以用来判稳,也可以用来进行开环频率分析,是最为普及的一种。我觉得主要有两个原因。
1)、伯德图是两个图,其他两类图,都是单张图。
因为频率分析,是交流小信号分析,输入是个频率变化的正弦信号。而描述一个正弦信号,至少需要三个信息:幅度、相位、频率。同样,传递函数的描述,也需要三个信息:频率、幅度(也就是增益)、相位。将这三个信息,通过一张二维坐标图描述出来,是有困难的,需要添加辅助坐标,比如尼科尔斯图就需要在添加等增益线和等相位线之后,才能用于闭环频域分析。而伯德图用两张二维坐标系来描述三个信息,绰绰有余。其他的两类图就显得很困难,即使添加辅助坐标之后,也很不直观。
2)、绘制的方便。
刚开始的频率分析法之所以又叫几何分析法,主要是靠手工绘制几何图形来分析。在没有计算机的年代里。当然是哪个方便绘制,哪个才能得到最普及的应用。伯德图无须大量计算,只要知道拐点,三下两下就可以绘制出来了,其余两类图都需要大量的计算才能绘制出来。
尼科尔斯发明的尼科尔斯图虽然能用来进行闭环频域分析,但我觉得,他个人最大的成就还是尼科尔斯整定法,也就是PID整定表,快60年过去了,在工程上依然被大量采用。
blueskyy
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  • 2010-7-5 14:34:11
 
老兄对“自控”原理的理解, 掌握, 和运用,如同囊中取物,的确是非常罕见的高人!!!!
HolyFaith
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  • 2010-7-5 15:43:50
 
这种回答看着太过瘾了!
blueskyy
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  • 2010-7-5 16:06:21
 
那还不快点给Zkybuaa兄加分。。。。。。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-5 16:25:09
 
之前没用过这个功能啊,怎么加?
blueskyy
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  • 2010-7-5 16:29:37
 
看到帖子下面一排字吗? “ 回复,编辑,赠予。。。。。”
选一楼层的帖子,点击“赠予”,然后根据弹出的菜单:选分,评语,,,,,
HolyFaith
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  • 2010-7-5 16:41:08
 
哦了,谢谢 给你俩都加分,请继续讨论,我就喜欢刨根问底 呵呵
blueskyy
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  • 2010-7-5 16:45:12
 
我就免了,给Zkybuaa兄是应该的。
HolyFaith
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  • 2010-7-5 16:49:21
 
从你俩的帖子里我学到不很多哦,以前学自控的时候觉得就是数学推公式,没什么难的。没有联系实际用过,所以好多也就忘了,现在看到你们的理解,才知道自己是多么的欠缺,给你们加分是应该的
dxb0571
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副总工程师
  • 2010-7-8 16:17:30
 
讲的很好。
HolyFaith
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副总工程师
  • 2010-7-8 17:15:23
 
感觉那个好了,可以适当给加分哦!虽然这分数是虚拟的,但是是对他们的一种肯定,也鼓励他们继续多回好贴,你说是不是哦?
yuguang
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  • 2012-12-1 17:04:22
 
blueskyy
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  • 2010-8-13 08:47:36
 
HolyFaith
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  • 2010-8-13 09:42:27
 
高啊,蓝天兄。小弟学习了
zkybuaa
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  • 2010-8-13 10:05:06
 
呵呵,这么老的帖子,又被翻出来了~

开环系统的零-极点,决定了闭环系统的根轨迹,-------------------------(1)
开环系统的零-极点和根轨迹增益,共同决定了闭环系统的根轨迹
闭环系统的极点间的相对距离,决定了闭环系统的零点分布----------------(2)
闭环系统的零点分布,决定了闭环系统极点间的相对距离.闭环系统的极点间的相对距离,能间接反映闭环系统的零点分布.
由(1)(2),得出结论:开环系统的零-极点决定了闭环系统的零-极点。
我觉得由1 2 条,只能得出 开环系统的零-极点和根轨迹增益 决定了闭环系统的零-极点。
也就是:开环系统的零-极点决定了闭环系统的时域分析。--------------(3)
更难得出第三条结论.
通常,用频率法研究开环系统的BODE 图,关注的是开环系统的剪切频率以内(也就是:开环系统带宽以内)的开环零-极点分布状态。
是否可以这样理解:开环系统的剪切频率内开环零-极点,几乎代表了整个开环系统的零-极点表现。-----------(4)
剪切频率之外的极点,对高频分量有很强的衰减能力,对于时域响应中的高频分量不能很好的复现,影响上升时间.
由上面的分析:整个开环系统的零-极点,决定了闭环系统的时域分析
开环系统的零极点和根轨迹,共同决定闭环系统的时域分析.要不,按照你这条推论,含有右半平面开环极点的系统,还无法稳定了吗?
也就是:是否由(4)和(3)可得出:只要研究开环系统的剪切频率以内的开环零-极点分布状况,就可以间接得出闭环系统的时域表现,
开环系统的剪切频率以外开环零-极点分布状况,对闭环系统的时域表现几乎没有什么影响。
根据上面黄色标示的文字,可以得出你上述推论并不成立.
如果,这样分析成立,人们在利用频率法研究开环系统零-极点分布状态就又简单了一步:人们只需要研究开环系统带宽以内的开环零-极点分布状态).
你这样显然更不成立.开环零极点分布,只有一个坐标量,那就是频率.而在这些零极点对应处的增益,必须引入开环增益,才能对它们定位.
上面说法对否?张兄。
我的说法对否,蓝天兄~
HolyFaith
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  • 2010-8-13 10:35:14
 
顶,学习
blueskyy
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  • 2010-8-13 11:08:31
 
blueskyy
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  • 2010-8-13 11:59:16
 
blueskyy
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  • 2010-8-13 14:36:31
 
zkybuaa
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  • 2010-8-13 14:47:32
 
你所说的 某某零点处的增益,某某极点处的增益,是根本不存在的概念。
增益是对系统来说的,而不可能对某某零极点说增益,只有开环增益和根轨迹增益~
当用频率分析法来分析时,系统增益随频率而变,我们也只是说系统在某频率处的增益,这里的增益,也是对整个系统而言。
blueskyy
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  • 2010-8-13 14:59:39
 
blueskyy
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  • 2010-8-13 15:10:32
 
不好意思,因为概念的错误的描述,让您头疼了,俺改正了,请兄在看看114楼。
zkybuaa
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  • 2010-8-13 15:15:53
 
根轨迹增益
开环增益,是两个不同的概念~
blueskyy
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  • 2010-8-13 15:29:20
 
我也同意,但两者一定有关系:
zkybuaa
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  • 2010-8-13 15:32:14
 
0频处的增益,也叫直流增益
是开环传递函数中,常数项的比值。
根轨迹增益,是开环传递函数中,最高项系数的比值。
blueskyy
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  • 2010-8-13 15:39:41
 
最好给个例子 哈哈
HolyFaith
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  • 2010-8-13 15:51:19
 
blueskyy
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  • 2010-8-13 16:30:13
 
zkybuaa
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  • 2010-8-13 17:31:39
 
传递函数(S+4)/(2*s^2+2*s+4)
根轨迹增益时1/2=0.5,开环增益是1=4/4
blueskyy
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  • 2010-8-13 20:38:39
 
开环增益/根轨迹增益 = 全部开环零点连乘积 / 全部开环极点连乘积= 常数
欲听详情,请听下回分解。
zkybuaa
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  • 2010-8-13 23:23:35
 
尽管我不同意你上述观点,但还是很想听听你的下回分解。
blueskyy
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  • 2010-8-13 23:40:14
 
哈哈,有不同,就有争议。有争议就有提高。
请兄,先说说哪里不同意。。。。。。
zkybuaa
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  • 2010-8-14 08:12:28
 
你先继续说下去~
blueskyy
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  • 2010-8-14 08:40:29
 
zkybuaa
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  • 2010-8-13 14:38:58
 
那就统一一下:
由开环系统的零-极点画出根轨迹后,需要知道确切的根轨迹增益,才能确定闭环零极点。这样才能确定其时域响应。
但闭环系统的时域表现 是不可以用“开环剪切频率以内的零-极点”及“对应点处的增益”来近似表征的。时域响应,包括和稳态和动态,时域动态特性主要有中频带的宽度和高度决定。时域响应必须有闭环零极点来表征。
blueskyy
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zkybuaa
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  • 2010-8-13 14:59:46
 
我也基本同意你的说法,嘿嘿~
hugelaser
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  • 2014-3-13 09:55:08
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Mark,望其项背啊。
blueskyy
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blueskyy
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zkybuaa
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  • 2010-8-14 12:15:27
 
闭环零点决定了闭环极点产生的暂态响应的加权系数,这是没有疑问的吧?
根轨迹在轨迹上可以找到闭环极点的分布,闭环零点无法表示出来。
每一个闭环极点,都会形成一个独立的暂态响应,时域响应实质上就是这些单独极点产生的响应叠加。如果一个闭环极点前面的加权系数很小,说明它附近肯定有一个闭环零点。这是一种隐性的反映。
根轨迹最初是用来稳定性判别的,并不是用来分析动态响应的~
blueskyy
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  • 2010-8-14 12:31:56
 
zkybuaa
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  • 2010-8-14 12:49:26
 
开环传递函数的缺点在于:无法准确表达出 反馈信号与输出信号的量纲~
所以,基于开环传递函数的研究方式,一般都是指单位负反馈。在这种情况下,开环传递函数和闭环传递函数,传递的信息,是唯一的、等价的。
zkybuaa
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副总工程师
  • 2010-7-3 23:05:45
 
你的这个总结,我依然不敢苟同阿~
你这种方式,只适合于典型二阶震荡环节~
有时候,增加零点,系统的阻尼比不一定会改变,同一阻尼比和自然震荡频率的不同系统,其时域响应,可能是不同的。
我记得有个帖子里,已经总结好了:
系统的时域响应,是由系统的闭环极点实部、虚部、闭环零点三者共同决定。
blueskyy
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总工程师
  • 2010-7-3 23:36:55
 
eric.wentx
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  • 2011-7-25 16:34:08
 
此帖看得晕呼呼。。。
hznx123
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高级工程师
  • 2010-7-3 21:46:38
 
确实是好书!
HolyFaith
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  • 2010-7-4 11:43:48
 
看过了,有没电子书,清晰点的?
cx123
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  • 2013-1-22 21:00:17
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学习了
晶纲禅诗
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  • 2010-7-5 18:03:24
 
好帖!空了一定细细拜读!
建议楼主能否把题名改短一些,不然标题上的[精]字看不到了。
HolyFaith
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  • 2010-7-5 19:04:59
 
好的,已经该短了
lisa
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助理工程师
  • 2010-8-19 23:51:01
 
好帖
ding86361953
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  • 2010-8-20 07:26:28
 
做个记号,留着慢慢看!
oldfang
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  • 2010-12-2 16:28:03
 
理论太深的
要慢慢看
oasis
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  • 2011-7-25 16:52:54
 
环路分析 一直想学习下 呵呵
eric.wentx
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  • 2011-7-25 17:07:55
 
不懂,只是今天看到环路分析仪,我在想怎么测试怎么看稳定性。。。
xiaoliangyl
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环路分析仪,价格不匪,买不起
小法
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LV8
副总工程师
  • 2011-7-25 18:34:03
 
有环路分析仪真好,羡慕ing~~~
eric.wentx
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版主
  • 2011-7-25 20:20:30
 
&nbsp; 不知道用,过几天拿个电源试下,看看环路怎么样。。。
cx123
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高级工程师
  • 2012-12-1 16:30:09
 
好贴
yuguang
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版主
  • 2012-12-1 17:08:52
 
此帖我还没有来得及仔细的读完;
但让我致敬,
为各位高人的学识,也为各位高人讨论时的彼此的欣赏!!
英雄相惜,才是我们讨论的最高境界!
一点浅浅的感慨...
flashhun
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助理工程师
  • 2012-12-10 12:07:07
 
估计时间太久,bluesky的很多回复都变成了//,为什么我早先没有看到这么好的帖子。。。
not2much
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副总工程师
  • 2012-12-10 14:03:57
 
好贴留名
cx123
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  • 2012-12-11 16:00:08
 
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管理员
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wangyunrui1121
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  • 2012-12-11 17:21:25
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我自控学得不好 怎么办?
yehang
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好帖,学习了
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