| | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | 晕,古道版主也跟CMG学了啊,先挖坑,啥时候填啊。我前一段时间做过一个,输出短路做得不好,只有外加保护电路。不知道大家是怎么做得? |
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| | | | | | | 没想到这贴子还挺热?
输出短路一般要有两重保护:逐波限流;打嗝保护,都可以通过原边进行电流采样,只是打嗝保护一定要有峰值保持电路。 |
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| | | | | 不知道80Vdc转48Vdc或12Vdc,用有源嵌位正激变换器的效率能做到多少呢?希望有用过或了解的朋友谈谈。。。 |
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| | | | | | | 没做过输入80V的,只是做过输入48V、70V的,效率的追求无止境,最新的[email=48Vin/3.3V@40A]48Vin/3.3V@40A[/email]可做到93%的效率。 |
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| | | | | | | | | 那么70Vdc输入的呢???输出多少?效率能有多少?? |
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| | | | | | | | | | | 这个,我得查查历史测试记录,5年前的东东,呵呵。
不过可以分享一个现在最新的测试结果,48V输入,3.3V/40A输出,1/4砖,采用同步整流,可以达到93%的效率,目前这个算是比较好的效率了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 3.3V這么低電壓大電流的同步整流,SR-MOSFET,用一顆NTMFS4833N 191A 30V 2mOhm,可以滿足么??,NTMFS4833N規格如下: |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | Vishay 這顆Sir158: 1.8mOhm,60A,30V,不知道怎么樣?
Vishay的好似比較少大電流的???。。。 |
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| | | | | | | | | 去年做了一个48Vin 3.3V/60A的模块,半载效率94.2% 满载93.3%
原副边都是用英飞凌管子,磁材PC95 |
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| | | | | | | | | 求问具体怎么做到的?有资料吗?新手向学习学习,还有就是想请问想做一个30w左右的DCDC电源,3.3V输出,可有什么较好的方案!望指导!万分感谢 |
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| | | | | | | 好象没什么问题,早几年做过一款,单个模块两千多W,四个模块组成一个系统,效率约95%,是DC转DC。
要不发点图来讨论一下? |
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| | | | | | | | | 不提输入、输出电压等级,及体积限制,单纯只是效率这个数字,可能没有多大意义。不过单个有源箝位正激做到2000多W,感觉有点怪异?全桥不是更好吗? |
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| | | | | | | | | | | 单端变换可靠性在理论上就比全桥高,高可靠应用需求还是单端电路为主 评分查看全部评分
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| | | | | | | 有源钳位正激变换器的副开关MOSFET不是很容易炸掉吗?? |
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| | | | | | | | | | | 这颗MOSFET受谐振电容C的影响比较大。。当C特性跑掉的时候,Mosfet 的Vds就非常高了。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 钳位电容和谐振电容,不是一个吧。
钳位电容和初级电感的谐振频率太小了,周期很长。
实现软开关,还是要靠谐振电容。 |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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| | | | | | | | | 首先向大师,前辈致敬!
我也碰到过炸钳位管的问题,后改变钳位环路的位置解决 |
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| | | | | | | | | | | 你这个钳位环路的位置是如何改动后而解决的??请指教。。 |
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| | | | | | | | | | | | | 将钳位环路置于主开关管D 极--地,而不是IC 应用图中的 主电感两端
这样钳位电容C的值就不是主要考虑参数。
与下面的TI 应用资料一致
不过我用的NCP 1562 |
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| | | | | | | | | 要控制适当的死区,不然电流会反向,是一种比较严重的硬开关或主、辅管共通。 |
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| | | | | | | 主要有三个问题:
1。主管重载时很难实现ZVS,但轻载较容易实现;
2。辅管一不小心就会进入硬开关,也就是下面有人提到的炸管;
3。动态时电压高,变压器会进入浅饱和区。 |
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| | | | | | | | | 前两点有疑问
1.为何主管重载时不易实现ZVS?可否说明?
2.铺管进入硬开关,就会炸机,又是为什么硬开关就炸管? |
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| | | | | | | | | | | 主管实现ZVS,
最关键的是 开关管关断期间,励磁电流要大于负载折算到初级的电流。
负载电流越大,要求励磁电流越大。 |
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| | | | | | | | | | | | | 下面TI的推导有问题?
跟分析的结果不一样啊,它是在轻载和高端输入时,不可能实现ZVS。
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个推导是对的,条件是不考虑二次侧导通的状态。
它的结论也是对的,对应在高VIn时,0A时,因磁化电流小。
由些可以考虑到,二次侧同步整流的整流管如不带体二极管或串一整流MOS,D、S反接消除体二极,重载也易实现ZVS,但增加成本及Rds,也是得不偿失的。
感谢zybuaa的回覆,另您说的turn on ZVS条件,主要是,要求励磁电流大于二次侧的折射电流,我觉得还应该考虑到漏感储存的能量,它的能量会大,在Trun on前死区时间内会释放。 |
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| | | | | | | | | 1。主管重载时很难实现ZVS,是的。但是否一定要是个问题,实际上,因有很大的吸收关断损耗已大幅减小,开通损耗已基本固定,应力不太大。2.辅管开通可以做到ZVS,关断是硬关断,但炸管通常不是因为硬关断,而是关断后又有电流流经辅管的体二极管,(CCM反激有源箝位时最易出现)这时主管导通,造成辅管的体二极管的巨大反向恢复电流,炸管。3.设置个最大伏秒积,动态时电压就可控了;变压器如和正激一样设置的话,应不比正激差太多。 |
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| | | | | 这种变换器,只有用在低压大电流输出,次级同步整流才会有明显优势。
实现主功率管软开关的关键在于,励磁电流足够大,能在MOS关断后的谐振过程中,足以提供负载电流。 |
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| | | | | | | 不对,原边mos的应力大幅下降了,和谐振复位比最高电压下降了,和线圈复位比开关应力下降了,至于完全意义上的软开关,意义不一定有多大,也不必过于追求 |
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| | | | | | | | | | | 都说的对啊,一个说的是软开关的条件,一个说的是有源钳位效率提升的原因。
书上说,有源钳位在轻载和动态负载时,辅管易挂,是什么原因呢?
我做的线路,还特别针对此实验,没挂,也没发现异常。 |
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| | | | | | | | | | | | | 死区不能太大,不能在辅管体二极管电流反向时才开通辅管。 |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | | | | | | | 楼上说的是体二极管容易挂,如果在辅体二极管电流反向时开通辅助管,就是硬开关了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 什么时候会发生辅体二极管电流反向又要开通辅管?钳位电容很小,以至于主管关断后,励磁电流经辅管体二极管后电流很快反向? |
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| | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
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积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Lm和C的谐振周期会比开关周期长,死区大些没问题;如Lr不大,但储能很大,C的电压会过冲,Lr中的电流单调下降,不会让辅管的体二极管出现反向电流。
辅管的体二极管出现反向电流易在主管开通时发生 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前提是不是你的磁芯还没开始复位。你说的这种情况正常来讲是不会发生的吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 硬开关就挂啊?没这个道理。
如附件,是张兴柱老先生说的,没缘问他老人家啊! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 硬开关本身当然不会造成挂掉,关键是有可能主、辅管共通了,而辅管的电流能力要弱,因而更容易挂。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同时导通的确会挂,不过现在IC都是精确脉冲控制,不会发生共同导通。
估计以前的会,张兴柱老人家的那一篇是10前的了,可能那时IC没这么精确,DUTY可能也没限制。 |
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| | | | | | | 以前我还做过一款250W的通信电源整器,输入电压为PFC的400V,效率仍然比单端正激要好,少了一堆复位的器件,虽然还是没有实现零电压开通。 |
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| | | | | | | 想尽办法来实现零电压开通,可能结果仍不理想,因为大的励磁电流带来了大的导通损耗。一般设计的原则是:30%以下负载实现ZVS,但重载仅是VVS而已,也就是在Vds=Vin时开通。就象你提到的,效率的提高可能还是要靠次级的同步整流电路,可是不同的同步整流电路也会有不同的特性。 |
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| | | | | | | 老大,还是等等,我要先搞几个图出来,还是先讨论原理后,再来分析一些问题的解决措施。 |
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| | | | | 以前跟人聊天的时候,好几个人讲他们把有源箝位做到了几千瓦的输出功率,可实在是想不出原因他们为什么要这样做,变压器体积巨大,原边电流峰值很高,可使用全桥啊,交错并联双管正激等等更合适的电路。
上面的中华电源也提到了做到几千瓦的输出功率,可否讲一讲原因,为什么使用有源箝位正激? |
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| | | | | | | 艾默生也做过啊,现在好多公司都可以做了,我想知道几KW的有源嵌位电路是谁原创的? |
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| | | | | | | | | 我碰到的一般是做功放电源、电焊机等非专业电源公司。只是还没想明白,为什么要用单端拓扑做这么大的功率。 |
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| | | | | 多谢版主分享经验,我是电源新手,现在也在做有源正激同步整流,输入28V输出3.3V电流20A,计划用NCP1560,有两个问题请教:1,变压器次级电压6V左右能否直接驱动MOS管,因为之前驱动电压都在15V左右,没有试过6V的驱动电压,不知道可靠性能否保障。2,NCP1560需要外接误差放大器,我看到有很多资料上都是用传递函数的零极点来解释误差放大器,但是我想知道的是它的输出到底是什么波形,我模拟了一下给了个3.3V偏置下的1V幅值的三角波加到负反馈端,用的3型误差放大器(如参考电路),结果输出是比较器的状态,电路参考NCP1560的一个典型应用电路。请指教,谢谢!
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| | | | | | | 根据个人反复多次实验的结果,对于一般的MOSFET来讲,8-10V的驱动电压可达到最佳的效率,也就是导通损耗与开关损耗之和最小。
误差放大器的输出就是一直流电压,有点象是个比较器,只不过存在PID,有快慢而已,建议可以看一下经典控制理论。 |
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| | | | | | | | | 多谢您的建议,高手的经验对我们这种新手实在是受益匪浅啊 |
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| | | | | | | | | 您好:顺便问一下,谁的控制理论、或哪本书讲的好啊? |
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| | | | | | | | | | | 你看看胡寿松的吧,他的自控理论书籍很牛。。。上网找吧。。百度搜索一下 |
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| | | | | | | 常规的MOS管用电量6V电压驱动是极度危险的,容易出现半导通状态导致炸管。
如果非要用低压来驱动,建议用数字信号MOS管 |
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| | | | | | | | | 要是大师有多些时间就好了,
估计很忙吧,好久没来此贴了??? |
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| | | | | | | 附件下载不了了,希望版主或者有资料的重新上传,谢谢。 |
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| | | | | 小菜鸟提问:有源钳位和有源箝位有何区别,能混用么? |
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| | | | | | | 第一幅图为变压器原边电压波形,和原边电流波形,原边电流波形没有反向,第二幅图为变压器副边波形和Qr波形,当Qf关断时,变压器副边电流不为0.请大家帮忙给解释一下。变压器直流磁化了吗,变压器原边电流波形不应该是主管开通时为励磁电流加副边折算电流,主管关断时为0然后为负吗,为什么我的波形没有变负? |
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| | | | | | | | | | | d电流波形已经是正弦了,还怎么不对呢,
不到零,要看看测试时方法对不对了,,如果叠加的有直流成分,那也是怪了, |
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| | | | | | | | | | | | | 电流波形是正弦波吗 我感觉怎么应该导通时励磁电流加副边折算电流 关断时电流负向啊 |
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| | | | | | | | | 这个电流波形应该是用电流互感器从变压器原边去的吧?
做了很多有源铅位,我还没有测过用互感器取的原边波形,原因是不好取)一直侧采用电阻的MOS管S级波形.
有源嵌位实现软开关确是难,回路要求高,适宜模块电源,但有一点,复位非常好,电路稳定性好,动态变换特性也很好
效率比其他拓补高出2个百分点, EE42 60/12V600W的直插结构DC((2极管整流), 我做的效率是88满载.中载为89+.0.
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| | | | | 比较好的有源箝位正激,确实很难设计的的,要做好的话,我都炸了好几个管子了
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| | | | | | | 很疑惑的是在很多文章中计算钳位电容的公式中有励磁电感值,但是励磁电感值是没有办法提前得知的? |
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