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【龙腾DIY】详细解析推挽升压变换器之尖峰处理

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thl
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  • 2014-10-29 13:44:44
很多人都玩过推挽,在国内逆变行业无处没有它的身影,最多的还是车载逆变器。由于其电路简单,功率管数量少,占用PCB空间也少。但其推挽所选功率管需要2倍输入电压特性,在低压大电流点路中再合适不过,也成为逆变电源工程师设计之首选。
正是因为看似简单的一个拓扑,确让很多设计师望而却步,因为推挽有一个最头疼的问题,电压尖峰。
通常推挽拓扑中功率管选用都是MOSFET,而MOSFET失效最多原因往往不是电流而是电压,这正是由于推挽变换器漏感所致。这就迫使设计师不得不降低变压器漏感,选用更高耐压功率管,甚至加入各种吸收电路来满足设计要求,但是却发现都不能从根本上解决问题。

下面我们研究一下电压尖峰的产生机制。
高频变器设计时,总会或多或少存在一定漏感,当其中一只功率管VT1导通时,变压器要向副边传送能量,就会有电流流过变压器绕组Lp1,而变压器漏感可以看作一个独立电感Lm1串联在电路中,在电流流过Lp1时储存能量,并在功率管关断后释放能量,如果Lm1储存的能量在死区时间内没有完全释放,在另一只功率管VT2导通时,这就形成了很高电压尖峰。

大家都知道MOSFET制作工艺时体内有3个电容,输入电容GS,输出电容DS,和反向传输电容DG。这个输出电容Coss对尖峰有一定吸收作用,如果漏感能量足够小,可以得到有效的吸收。如果漏感能量很大,就会在Coss上形成很高电压,损坏MOSFET管。
要想控制推挽拓扑工作在2倍左右输出电压,就要让功率管接近关断时,电流下降接近为0,才能避免尖峰电压的产生,这里就需要用到软开关电路。
但是要做到软开关条件是很苛刻的,一般需要占空比和死区时间恒定时才能达到。那么只有占空比最大时,通过设置好合理的死区时间,可以达到软开关条件。
所以这里就有2大难题需要我们解决:
1:闭环工作时的电压尖峰。(占空比没有达到最大时)
2:开环工作时的电压尖峰。(最大占空比时)
既然我们可以用软开关解决开环工作时MOSFET的电压尖峰,那么我们可以让机器在开机和空载时处于闭环状态,减少待机功耗。带载后工作在开环。因为空载时高频变压器向副边传递的能量只有待机损耗,变压器漏感储存的能量并不大,漏感尖峰在很小范围,这样就能保证MOSFET工作在安全范围。
接下来首先要解决的是软开关。
我们先来看看软开关电路结构。

这是一个很常用的谐振电路,Lr为副边谐振电感,Cr为副边谐振电容,通过调节Lr和Cr来调节输出阻抗,使谐振频率等于工作频率,也就是使变换器工作在容性和感性的临界区域,此时副边的工作电流呈正弦。(调节Lr和Cr可以控制副边电流的上升弧度完全正弦,Cr可以起到隔直作用,防止变压器偏磁。)
下面这张波形为变换器工作在满载开环下的波形图。
黄色为副边Lr的电流波形,蓝色为推挽其中一只功率管的VDS电压波形

下图黄色为开关管驱动波形,蓝色为VDS电压波形


不难看出,初级边功率管工作在0电压开关模式下,副边整流二极管工作在0电流开关模式下,由于高频变压器初次级耦合存在漏感,副边整流二极管在电流为0时,初级任然有一定电流流过,当然这个电流很小,这样在功率管关断后,变压器漏感储存的能量能够加速功率管的Coss电容呈线性充电,同时也给另一只功率管创造了0电压导通条件。调节合适死区时间来满足漏感能量给Coss充电过程。就可以实现功率管工作电压在2倍输入电压下。
这个推挽软开关电路网上资料很多,具体工作过程不做分析,本文研究中点是闭环电压尖峰。
闭环工作时有2种模式:
1:开机软启动时。
2:空载或者负载很轻时。
下面来看一张开机MOSFET的电压波形

这是输入24V电压下功率MOSFET的电压尖峰,如果选用100VMOSFET,也是是相当危险。
下图为处理后的开机电压尖峰波形,基本上已经控制在2倍输入电压下。

由于时间关系,接下来会依次讲解处理开机电压尖峰的处理办法。
接下来会制作一台500W样机来验证处理办法的实际效果,也会公开图纸供大家参考。

thl
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  • 2014-10-29 14:09:25
 
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  • 2014-10-29 15:03:00
 
来,开机 ,鼓励一下,
b44d55
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  • 2014-11-15 10:16:19
 
你这个输入的电压是24V, 测量出来的MOS上的电压尖峰,这个尖峰电压是不是等于输入电压+反射电压+漏感电压, 这么计算下来, 如果选用100V的MOS,好象是不够,虽然时间很短, 但加RC吸收也不能解决的吧
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-15 10:43:36
 
为什么说计算下来不够,你是如何计算的?
梦开始的地方
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  • 2014-11-15 16:15:01
 
[size=14.399999618530273px]看了楼主和大师的说法,还是很疑惑啊,输入电压和MOS电压到底存在什么关系呢,如果说220V的输入,整流后得到300多V,那么MOS即使翻倍也要600V以上,那么24V这个,计算出来应该是70V以上的MOS才行啊, 100V还有的多吧
b44d55
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  • 2014-11-19 10:50:22
 
最简单的方法是看别人类似的电路你参考下
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-19 11:01:21
 
这个要看拓扑,没有说比如两倍,如果是桥式电路,400V母线,500V管子甚至都可以用的,像楼主这个电路,推挽,MOS管电压是输入电压的两倍,考虑输入母线电压的波动,电压60V,考虑尖峰什么的,100V应该是够了。
梦开始的地方
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  • 2014-11-19 20:35:12
 
谢谢大师,换句话说,就是如果输入电压是85-264V的宽电压输入,那么就该取值264V,在一般的[size=14.399999618530273px]拓扑结构里可以使用接近2倍的经验值,也就是520V的MOS。这里是不是还要考虑1.4倍, 另外电流又怎么去确定?
hlp330
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  • 2014-11-19 21:01:39
 
这个不是这样算的,像反激的话还要看你的反射电压取多少V?还有就是漏感尖峰电压了。把这三个加起来
就是MOSFET选择的标准了。注意选择通用的MOSFET。合理优化你的设计。
梦开始的地方
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  • 2014-11-19 22:11:06
 
哦,原来是这样啊,MOS标注的就是最高电压吧,那就是说选择MOS的时候要再加上这个[size=14.399999618530273px]漏感尖峰电压, 但是这个数值怎么去选取呢,不是说一般的电路随便选取个650V就足够吗,而且选700V的话会更好。
b44d55
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  • 2014-11-20 09:55:05
 
MOS标注的电压,以及选择MOS时候的[size=14.399999618530273px]漏感尖峰电压,一般可以靠经验来选的, 但是这个数值具体怎么去选取呢,建议你呢, 可以尽量选大点的, 这样保险,也不必去专门计算
hlp330
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  • 2014-11-20 10:21:53
 
尽量选大点的?这样也行?
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-20 10:29:34
 
通用交流电压输入,普通的反激,一般选择650或700V的MOS管,但是为什么没有选择900V甚至更高电压的MOS管的?如果按照你说的选择900V岂不更好?
所以不要胡说八道误导别人。
梦开始的地方
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  • 2014-11-20 20:03:09
 
具体怎么选择也不是那么清楚,没有一个合适的公式。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-20 08:53:30
 
什么叫做一般的拓扑?半桥是不是一般的拓扑,反激是不是一般的拓扑?正激是不是一般的拓扑?另外,264V是什么电压,交流还是直流?加在MOS管上的是什么电压,你说要不要考虑1.4倍?你真的是做过电源的?
b44d55
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  • 2014-11-20 09:55:47
 
你要先搞清楚电压从输入开始每一步是多少
梦开始的地方
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  • 2014-11-20 20:04:26
 
就是说,输入电压,整流桥后的电压,RCD电压或者直接到MOS电压。。一级一级来判断啊
b44d55
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  • 2014-11-24 11:16:13
 
对于每个拓朴, 每个点的电压都不一样的, 可能每个点都会有干扰, 因为尖峰. 在每个不稳定的点位, 都可以尝试去加一个电容来调试一下, 最好把芯片基本电路图的电容参数修改下来用
梦开始的地方
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  • 2014-11-24 22:38:47
 
有一点不是很懂哦,就是MOS的电压,变压器的漏感,之间有什么联系吗?
这里我关心的是尖峰电压,虽然有RCD进行吸收,但这个变压器的漏感对于RCD, MOS在上电后到底有多少影响呢, 想研究下。
hlp330
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  • 2014-11-24 23:34:47
 
,肯定有关系啊,这个前面已经解释很多次了。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-25 09:39:10
 
你不是一点不明白,我看你是什么都不明白,因为别人给你的解释解答你根本不去看或者走马观花的看,你当然也就永远无法真正的理解。
b44d55
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  • 2014-11-25 16:18:15
 
我真的不想泼你冷水, 但是很多知识是需要你自己去研究的, 别人说的都是非常文字的内容, 你最好还是自己对这个RCD啊, 尖峰电压啊,去亲自做, 不要理那些文字说明
梦开始的地方
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  • 2014-11-25 22:10:01
 
看来我还是先去看看理论的书算了,如果可以有简化的方法就好了。
b44d55
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  • 2014-10-29 15:54:44
 
关于
MOSFET制作工艺时体内有3个电容,输入电容GS,输出电容DS,和反向传输电容DG。这个输出电容Coss对尖峰有一定吸收作用,如果漏感能量足够小,可以得到有效的吸收。如果漏感能量很大,就会在Coss上形成很高电压,损坏MOSFET管。
那些在MOS外围把两个极连接起来的电容, 又要影响到MOS性能了
thl
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  • 2014-10-29 16:32:33
 
是的,这个就是所谓的米勒效应,后面会讲到的。
b44d55
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  • 2014-10-30 16:44:25
 
论坛里很多人都说到这个的
米勒效应在MOS驱动中臭名昭著,他是由MOS管的米勒电容引发的米勒效应,在MOS管开通过程中,GS电压上升到某一电压值后GS电压有一段稳定值,过后GS电压又开始上升直至完全导通。为什么会有稳定值这段呢?因为,在MOS开通前,D极电压大于G极电压,MOS寄生电容Cgd储存的电量需要在其导通时注入G极的电荷与其中和,因MOS完全导通后G极电压大于D极电压。米勒效应会严重增加MOS的开通损耗。
所以就出现了所谓的图腾驱动!!选择MOS时,Cgd越小开通损耗就越小。米勒效应不可能完全消失。

YTDFWANGWEI
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  • 2014-10-29 16:07:44
 
如果带载工作在开环,输出还能稳定吗?
thl
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  • 2014-10-29 16:31:37
 
对,这个输出是不稳压的,推挽要做到全程闭环,还是很难的。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-10-29 16:34:09
 
这儿也要看功率,具体应用,不能说推挽就不能全程闭环。
goupanda
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推挽为何不可以全负载闭环呢?
b44d55
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  • 2014-10-30 16:47:15
 
现在的管子都是600V起步了吧, 波形会和你这个100V的波形一样的吗,没影响的吗


thl
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  • 2014-10-31 10:46:20
 
一般600V功率管都用在高压上,一样会是这个情况。
梦开始的地方
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  • 2014-11-3 00:15:02
 
开关电源的输入经过整流以后到MOS上的电压就要接近600V了吧
b44d55
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  • 2014-11-4 10:22:38
 
有些工厂可能对MOS的这个电压值虚标, 即使没有, 整流后过来到底多少耐压也要看是什么拓扑,还和最大占空比有关, 如果是600V, 最好把前面控制在550V以内, 一般来说反激工作模式不带PFC的用60的管子(600V)就可以,带PFC的一般用65的管子(650V)
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-4 15:52:04
 
整流后的电压该如何计算?你是如何得到接近600V这个结论的?
梦开始的地方
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  • 2014-11-7 22:02:35
 
我也不是很懂啊,只知道你选用600V的MOS的时候,一般是因为过来的电压是540V
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-10 10:33:00
 
这个540V又是如何得到的?
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  • 2014-11-15 10:09:11
 
目测现在的电源里面大家选择的MOS管, 大多都是600V,650V, 去看了看理论知识, 说是选用这么大电压的管子的原因是因为要考虑到计算电压占90%, 以600V为例, 说明MOS上的电压不会超过600V*09=540V, 但有时我看一些人写的帖子, 说是这个MOS上的电压都很高的,计算下来有可能超过540V
梦开始的地方
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  • 2014-11-15 16:20:03
 
我看过怎么选取MOS的文章,里面说:
确定MOSFET所需的额定电压,或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大,器件的成本就越高。根据实践经验,额定电压应当大于保护,使MOSFET不会失效。就选择MOSFET而言,必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压,即最大VDS。知道MOSFET能承受的最大电压必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须要有足够的余量覆盖这个变化范围,确保电路不会失效。
可是没看到有具体的计算公式, 谁有呢?
梦开始的地方
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  • 2014-11-18 18:59:55
 
就是选取MOS的最主要的公式,不是那种很平常的
b44d55
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  • 2014-11-19 10:40:25
 
这种公式论坛里很多,找下就行了, 只是参照起来不要硬记
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  • 2014-11-19 20:32:00
 
哪里有啊,没找到,只看到几张表格


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  • 2014-11-20 09:53:15
 
这是基本参数, 你要找计算公式, 这个图有点模糊啊
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  • 2014-11-20 20:01:27
 
表格软件我没找到最合适自己的,计算起来有点困难
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  • 2014-11-22 01:35:42
 
目前我找了几款设计软件来用,都不大好使。替代数据有点困难。不知道怎么去统一计算。
变压器设计软件
正激变压器设计软件.doc
反激变压器设计.rar
反激变压器设计软件.xls

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  • 2014-11-24 11:14:24
 
最好还是做EXCEL表, 那个自己做的自己可以分析
梦开始的地方
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  • 2014-11-24 22:36:52
 
我已经在用EXCEL做一个完全简化的表格,做成的时候我就在我那电源简化的帖子里贴出来给大家一起用,看看还有什么建议和补充的,我也是想能更方便的不要每次都去计算,很麻烦的。
b44d55
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  • 2014-11-25 16:16:09
 
做电源最好不要去看一些理论的东西, 不要听别人跟你讲一些理论的做法, 那都是别人骗你的, 最好的方法是理论结合实际, 自己亲自动手做
hlp330
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  • 2014-11-25 16:20:22
 
,理论都是骗人的,这说法。。。。
梦开始的地方
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  • 2014-11-25 22:07:39
 
之前不是说理论是学习电源的基础吗,怎么现在又说不是了呢?
我也知道理论要结合实际, 但是真遇到什么比较难的异常现象,怎么去动手解决啊,看看波形看看电压变化就可以了吗?
hlp330
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  • 2014-11-25 22:29:18
 
这个时候,你就该想起理论了。
shiyunping
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  • 2014-10-30 16:55:11
 

l楼主是否可以仿上面2.5扫描时间的测试方法,再把示波器扫描时间定在10ms 50ms 200ms分别测试一个波形?让网友看看。我也好向楼主讨教几个问题。
thl
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  • 2014-10-31 10:53:02
 
这张是24V输入5MS

这张是48V输入25MS时基保存的

梦开始的地方
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  • 2014-11-3 00:14:04
 
看起来就觉得尖峰处理比较难啊, 尽量缩小输入输出回路
shiyunping
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  • 2014-11-4 16:40:28
 
楼主测试的电压频率,明显是在开关电源过载保护状态下低频输出的电流特性,你可以再把示波器的扫描时间延长到200ms,显示器出现两个以上的脉动电流波形。如此才能够显示真正的电压波。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-6 09:07:28
 
你连楼主是在什么状态下测试的都不问,就知道是在过载下的波形?
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  • 2014-11-6 21:46:14
 
从波形上看,脉动电流波形如果放宽了看,过载保护的电流特性会更明显?
thl
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  • 2014-11-7 12:33:16
 
这个是逆变器开机软启动过程的VDS电压波形,占空比从窄到宽的过程,由于是硬开关,开机瞬间漏感储存一定能量形成尖峰
b44d55
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  • 2014-11-15 10:11:43
 
开机瞬间,电容初始时刻的电压是0位的, 之后VDS电压波形可能会有很大尖峰电压,正常稳定工作了就没有尖峰,这个是不是说开机瞬间由于断续的问题,高的超过了MOS耐压很多
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  • 2014-11-15 16:26:34
 
楼上2位说的我懂了一点,就是说,刚开的时候有尖峰波形,然后看这个波形的时候占空比小,后来逐渐变大了,是不是?
那么你如果把波形放宽了看,不就能看的更清楚了吗?
b44d55
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  • 2014-11-15 17:58:45
 
这个说的是有硬开关,开机瞬间漏感储存了能量, 形成尖峰.你看见前面的波形了吗?
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  • 2014-11-17 00:16:35
 
[size=14.399999618530273px]硬开关有什么好处啊,好像缺点挺多的。
[size=14.399999618530273px]硬开关:
1.开关损耗大。开通时,开关器件的电流上升和电压下降同时进行;关断时,电压上升和电流下降同时进行。电压、电流波形的交叠产生了开关损耗,该损耗随开关频率的提高而急速增加。
2.感性关断电尖峰大。当器件关断时,电路的感性元件感应出尖峰电压,开关频率愈高,关断愈快,该感应电压愈高。此电压加在开关器件两端,易造成器件击穿。
3.容性开通电流尖峰大。当开关器件在很高的电压下开通时,储存在开关器件结电容中的能量将以电流形式全部耗散在该器件内。频率愈高,开通电流尖峰愈大,从而引起器件过热损坏。另外,二极管由导通变为截止时存在反向恢复期,开关管在此期间内的开通动作,易产生很大的冲击电流。频率愈高,该冲击电流愈大,对器件的安全运行造成危害。
4.电磁干扰严重。随着频率提高,电路中的di/dt和dv/dt增大,从而导致电磁干扰(EMI)增大,影响整流器和周围电子设备的工作。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-18 16:00:40
 
硬开关也有相应的优点,控制简单,无需额外器件。
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  • 2014-11-18 18:59:03
 
看起来[size=14.399999618530273px] 硬开关相比来说更加 比较实用
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  • 2014-11-19 09:28:27
 
在各有优缺点的时候, 选软开关比较好.
软开关是在硬开关电路的基础上,加入电感、电容等谐振器件,在开关转换过程中引入谐振过程,开关在其两端的电压为零时导通;或使流过开关器件的电流为零时关断,使开关条件得以改善,降低硬开关的开关损耗和开关噪声,从而提高了电路的效率

梦开始的地方
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  • 2014-11-19 20:26:25
 
但是硬开关用的不是很普遍吗,比如用硬开关VIENNA Boost转换器描述AlGaN/GaN/AlGaN功率双异质结场效应晶体管, 硬开关模式下的推挽结构的300W的DC/DC变换器等等,应用范围更广。
b44d55
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  • 2014-11-20 09:52:14
 
但是在开关损耗和开关噪声方面做的比较差
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  • 2014-11-20 20:00:35
 
那为什么现在还有人用硬开关呢?
hlp330
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  • 2014-11-20 21:08:07
 
现在很多电路不都是硬开关的,最普通的正激,反激电路,大部分都是硬开关的。包括QR电路,也只是一种准软开关电路,这个是有成本优势的,自然就有其市场了。
梦开始的地方
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  • 2014-11-20 22:42:43
 
这么说,[size=14.399999618530273px] 硬开关也是可以有这么广阔的使用领域的了,[size=14.399999618530273px]最普通的正激,反激电路都可以用啊,那比较复杂的电路就用不了了啊,但是QR不该属于硬开关
hlp330
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  • 2014-11-20 22:47:02
 
不同的电源有不同的应用场合,不然的话一种电源全部通吃,还需要这么多人做电源吗?至于
QR,只是一种准谐振,半软开关的。不必太过去纠结这个问题了。
梦开始的地方
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  • 2014-11-22 01:21:04
 
翻阅资料的时候看到这么一段话,
其实QR能改善EMI的说法,主要是考虑有些IC本身会带有一定的抖频功能,将频谱分散了而已,峰值电流确实是比深度CCM的要大,但考虑到开关管开通的时候,其两端电压较小,所以此时的dv/dt较小,一定程度上可以改善EMI,同事可以降低MOSFET的开通损耗。
其实QR这个拓扑比较适合前级有PFC预稳压的电路,这样就能充分发挥出QR电路的优势,如果在宽范围输入的应用中,当输入电压较低时,可能真的不如CCM的机子、
有人讲 QR(准谐振技术),可以实现开关管的零电压开通,从而提高了效率、减少了EMI噪声。实际上MOS管在开通时 Vds似乎并不是0。只不过电压处于相对的低位,也就是所谓的低谷。 当然,相对来说效率还是有所提高,EMI也会相应的有所减少

论坛里不是有很多人说QR效率最高吗,怎么去理解上面这几段评论呢?
hlp330
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  • 2014-11-22 09:52:17
 
抖频技术不光是QR模式有,其他的控制模式都可以做的。这个确实可以降低EMI噪声。QR的主要
有点在于谷底开通,开关噪声小,对EMI有好处,至于是不是效率最高,要看情况了。
梦开始的地方
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  • 2014-11-22 11:18:44
 
在低压输入的时候,MOSFET的开关损耗已经不是主要的因素了,此时采用QR模式,会增大导通损耗,开关损耗降低并不明显,效率也基本没有什么提升。 但是对EMI还是有一些好处
梦开始的地方
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  • 2014-11-22 11:20:03
 
也许会觉得QR的效率会比PWM的好.而且QR有很多缺点,唯一的优点是可以用自驱动的同步整流,只是相对普通PWM而言,其实QR做自驱全电压效率是不高的.单电压可以凑合。
hlp330
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  • 2014-11-22 12:13:39
 
也许会觉得QR的效率会比PWM的好???QR不是PWM控制?看样子你根本就不懂什么是QR?
前面还是QR是效率最高的,现在又变成了效率还凑合?到底是什么意思?
梦开始的地方
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  • 2014-11-22 12:57:28
 
对于基本概念我当然知道一点的,比如QR, 有人叫“类共振”,也叫做“准谐振”。
基本架构还是Flyback,只不过是利用变压器漏感形成类似共振的效果。有共振当然电压波形就会有出现弦波,再利用弦波的波谷段将MOSFET导通,此时在MOSFET D-S 两端的VDS最小,以此达到减少切换损失达成高效率的要求。MOSFET导通时VDS最小,就是导通时的dv/dt最小,EMI特性会大大优化。
具体的只要根据QR的IC去看看资料就行。
hlp330
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  • 2014-11-22 13:07:48
 
这个是什么地方剪切下来的?错误一堆,以后记得标明出处。
梦开始的地方
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  • 2014-11-22 13:55:03
 
哪里有错误啊,都是资料或者评论,有用的地方才会参考,不过大师说的也对的,有时即使是书上或者论坛上人说的也不一定都对,很多讨论最后得到的结果才是正确的。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-24 08:32:42
 
如果你看东西,不经过自己的脑子分析一下,也就是俗话说的不动脑子,告诉你哪里有错误你也不会记住。
b44d55
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  • 2014-11-24 11:13:34
 
建议你列一个表, 把每个评论做一个指引,就能分析出来了
梦开始的地方
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  • 2014-11-24 22:35:21
 
我已经做了一个对比表, 这样我可以充分理解一些含义,就是还不太懂,大家说的都太深了,我只好从对比评论里找容易懂的地方,这样就能很快明白了。
b44d55
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  • 2014-11-25 14:01:01
 
对于这个对比表, 最好是可以把各种拓朴的那些固定的或者是原始的基准参数列一个随机表来调用,这样采取什么方式就比较容易看,最好在前几行写上拓朴结构名称和这些参数.
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-24 08:24:50
 
1、不仅仅是利用漏感。
2、DS电压跟 dV/dT跟什么关系,按照你的说法220输入的电源dV/dT就一定比48V的大咯?
b44d55
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  • 2014-11-25 16:14:35
 
你以为QR就这么好做吗, 没有高人指点, 根本做不成
梦开始的地方
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  • 2014-11-25 22:02:57
 
如果要提高效率的话, 做QR最好的吗?
[size=14.399999618530273px]哪种设计的尖峰电压会最低呢?
hlp330
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  • 2014-11-25 22:32:15
 
尖峰电压的问题,你需要先了解其产生的原因,这个与设计有一些关系,但是关系更大的是你的变压器的设计,以及PCB的布局问题,需要考虑的地方还是比较多的了。
梦开始的地方
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  • 2014-11-25 23:07:14
 
那就是说和拓朴完全没关系了,如果一个变压器可以设计到没什么漏感啊漏磁啊,也没有不能被RCD吸收的尖峰电压,那做什么设计都无所谓了,本来以为QRFPC什么的效率这么好的设计能避免这些。
hlp330
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  • 2014-11-25 23:12:16
 
和拓扑还是有关系的。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-28 10:47:38
 
1、QR跟PFC不一样。
2、漏感不会没有,只能是尽可能小。
3、漏感属于变压器设计,跟拓扑没有关系,但有的拓扑可以利用漏感做些有意义的事。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-19 10:25:09
 
没有那个实用之说,不同的应用环境不同的设计水平,可能会选用不同的拓扑,谁都期望做高效小体积电源,但并不是谁都能做到高效小体积的。
b44d55
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  • 2014-11-19 10:38:59
 
这个就象是遇到一个基本的设计, 你要考虑的地方很多, 无所谓你选择什么,只是你在设计的时候选哪个是你最顺手的, 时间周期最短的, 设计效率最高的, 那就是你的第一选择, 人家做的也不一定都对
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  • 2014-11-19 10:39:40
 
而且做电源, 也不是非要达到什么具体的目标, 选择自己喜欢的方案最重要
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  • 2014-11-19 20:22:04
 
我对推挽不是很熟悉。最近只在学反激, 说到推挽电路里的尖峰,我想应该是MOS关断的一刻,电流发生巨大变化,而其时间很短,所以Ldi/dt,就是感应了很大的电压。用RC吸收,可以吸收这个尖峰。
b44d55
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  • 2014-11-20 09:51:11
 
推挽成本高点, 用到2个管子的话, 性能比较好
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  • 2014-11-20 19:50:15
 
一般都是双管正激推挽啊





YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-18 15:59:51
 
不是开机瞬间储存了能量。
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  • 2014-11-19 20:24:03
 
大师,这个能量是不是在MOS在打开和关断的瞬间, 电流发生巨变,因为时间比较短,产生了很大的电压, 集聚了很大的能量然后引起的尖峰,只能在外围加用RC吸收来吸收这个尖峰。
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-20 08:54:50
 
是的,每个开关周期,变压器的漏感都会储能释放能量。
b44d55
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  • 2014-11-20 09:50:27
 
主要是靠RC来吸收尖峰电流, 还要看RC的取值
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-20 10:26:36
 
C,储存的是能量,何来尖峰电流之说?没有漏感尖峰电流也许会更大,但只有尖峰电流需要RC吸收吗?
梦开始的地方
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  • 2014-11-20 19:46:55
 
电路里需要RC吸收的地方太多,有时都不需要这个电阻
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  • 2014-11-21 11:03:50
 
具体的设计中对于电容的使用有很多讲究的, 电容的大小也有讲究
梦开始的地方
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  • 2014-11-22 01:15:54
 
我看书上关于开关电源漏感尖峰有写,在Tr截止时,Vc先是快速上升至(Vs+Vd2),再是逐渐上升(Vs+Vd2+VR1),最后被钳位在一定的数值上,这个数值与输出电压和变压器的变比有关,而VR1的最大值与输出电压的比就是变压器的变比,因输出也是Vs,Lp的变比应该是1:1(忽略LLT),所以这个钳位数值就是2VS。这个怎么去具体理解?


YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-24 08:31:55
 
你复制粘贴的时候,不是已经有解释了吗?难道你没看到?
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  • 2014-11-24 11:12:06
 
最好把RC改成P6KE200
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  • 2014-11-24 22:34:07
 
[size=14.399999618530273px]如果\RCD结构改成DD结构的P6KE200, 那对变压器的漏感的压力会不会减缓呢,如果因为成本使用RCD,那漏感会不会更大呢,这个尖峰电压也和漏感有关联吧。
b44d55
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  • 2014-11-25 13:58:31
 
之前看做一个单端反激电源, 快恢复二极管很热,后来加了大散热片,温度还是很热, 但P6KE200的温度达到120度, 在输出关断后发现芯片表面温度在60多度, 猜想可能就是漏感过大引起, 换RCD也不一定好.
hlp330
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  • 2014-11-25 14:09:30
 
6KE200的温度达到120度,这个指的是表面温度,还是芯温?这个6KE200如何加散热片呢?想知道下,你的这个反激电源是多少W的?RCD用的都是什么参数?
b44d55
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  • 2014-11-25 16:13:48
 
既然是有数据就有实例, 设计的不好这点热量很正常
hlp330
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  • 2014-11-25 16:21:07
 
把你看到的这个电源的设计参数贴出来看看吧。
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  • 2014-11-25 16:49:21
 
TOP250Y做的24V/6A的单端反激电源, 变压器是EI40,原边电感325uh,漏感大约在7~8%左右,用P6KE200,BYV26C,4.7nF的电容和33K大电阻做钳位
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-25 16:52:21
 
你的输入电压范围多少?是用的封闭环境还是开放环境?反射电压你选的多少伏?
hlp330
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  • 2014-11-25 18:25:03
 
漏感实在是太大了。
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  • 2014-11-25 21:59:23
 
漏感可以改小的吗?在设计这种高频变压器的时候应该把漏感弄到最小吧。漏感如果大的话,,产生的尖峰电压幅度就高, 漏极钳位电路的损耗就大, 那电源效率就很低了。
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  • 2014-11-28 14:27:51
  • 倒数10
 
具体操作起来比较不容易, 你要用齐纳箝位管、超快速二极管、电阻和电容组成尖峰吸收电路来吸收在TOP250Y关断时由高频变压器漏感产生的尖峰电压, 对漏极保护。
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  • 2014-11-28 14:30:40
  • 倒数9
 
那是因为你变压器设计的不合理,造成漏感那么大,你当然的需要大的吸收电路来做吸收了,源头不控制好,最后肯定RCD吸收发热严重。
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  • 2014-12-1 00:38:39
  • 倒数7
 
当然要知道具体是怎么去改善的了,似乎有优点但不清楚原因,设计高频变压器的时候把漏感弄到最小来避免尖峰电压的高幅度和电路损耗, 但漏感具体怎么去改进呢?
YTDFWANGWEI
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  • 2014-12-1 09:03:02
  • 倒数6
 
在你参与讨论的帖子里,有不下10次别人都回答过你这个问题了,自己仔细去看看。
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  • 2014-11-19 20:28:46
 
请问你是怎么来判断是不是过载[size=14.399999618530273px]保护状态下低频输出的电流特性呢, 不应该首先是满载的波形,然后往上加,示波器的扫描时间和这个也没有什么必然的联系啊,主要还是设计的问题啊
rensheng
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  • 2014-11-5 09:21:24
 
楼主请继续。
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  • 2014-11-5 15:59:35
 
支持楼主从技术上DIY课题, 一起好好学习
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  • 2014-11-17 01:18:29
 
整流桥在后面?
qinzutaim
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  • 2014-11-19 15:16:16
 
如何计算才是最重要的.楼主能否给点经验之谈.
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  • 2014-11-19 20:20:25
 
http://www.21dianyuan.com/bbs/38292.html
推荐看看同类的资料,学了一些基本知识,只知道怎么去防范啊克制啊,就是不知道具体的计算公式,如果详细去分析的话,如果看波形来计算,觉得挺难的,公式不好弄
b44d55
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  • 2014-11-20 09:49:19
 
很多实际的经验比公式更重要
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  • 2014-11-20 19:44:47
 
[size=14.399999618530273px]如果能有一些简便的通用公式或经验就更好了
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  • 2014-11-21 11:02:39
 
最好是楼主来提供, 做设计的提供的最细致
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  • 2014-11-22 01:11:52
 
[size=14.399999618530273px]说到这个尖峰处理的设计,目前开关电源里无非就是为减小电源尖峰干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路,输出端滤波器采用LC滤波电路。这个在波形上不知道是怎么形象的去判断的。
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  • 2014-11-22 10:00:52
 
尖峰处理的设计?需要在在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路???我怎么感觉你说的是EMI的处理办法啊?我们所说的尖峰一般都是值MOSFET等各种功率管的电压尖峰。
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  • 2014-11-22 11:16:49
 
[size=14.399999618530273px]我说的是在电路里所遇到的[size=14.399999618530273px]尖峰处理的设计,需要在在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路,没有说到[size=14.399999618530273px]EMI的处理办法啊,主要是以MOS为主的。
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  • 2014-11-22 12:16:12
 
在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路?这个对你的尖峰有作用?你看谁用个这个方法
去减小MOSFET的尖峰的?把资料贴出来我看看啊,还有这种用法啊。
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  • 2014-11-22 13:53:31
 
我也是半查半学的,[size=14.399999618530273px] 尖峰波形主要也就在几个容易出现波形变动的地方,所以前面会加共模低电感,中间会放RCD吸收或者其他吸收回路,最后还有LC吸收。
hlp330
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  • 2014-11-22 18:16:27
 
共模电感的作用不清楚的话,可以看看资料,这个是改善EMI的。对你的MOSFET的电压尖峰有什么用吗?RCD吸收回路是有效果的,这个是可以考虑吸收MOSFET的尖峰电压的。
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  • 2014-11-24 11:07:07
 
对于MOS尖峰电压可以加吸收电路。
高频变压器的初级必须设置保护电路,用以吸收漏感引起的尖峰电压,确保MOSFET不被损坏。这种保护电路应并联在初级上,具体有如下4种设计方案:
1,由TVS和SRD组成的嵌位电路。
2,由TVS和VD组成的嵌位电路。
3,由阻容元件与SRD构成的吸收电路。
4,由阻容元件与VD构成的吸收电路。
TVS:瞬变电压抑制二级管
SRD:超快恢复二级管
VD: 硅整流管
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  • 2014-11-24 11:11:01
 
针对这个保护还需要知道变压器初级电感量,初次级匝比,最大饱和期, 漏感, 也就是短路次级测量初级电感量, 开关管的漏极允许最大反压,由此些条件计算出电容量和耐压值。由最大截止期确定电阻。由电容的电场能,决定电阻的功率。
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  • 2014-11-24 21:04:11
 
一般不是去加一个RC缓冲电路来吸收尖峰电压的吗?
比如在MOS漏源极两端并RCD电路,电阻几十欧姆,电容102或103的,但是效果不一定就有,再需要加二极管吗?
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  • 2014-11-24 21:06:36
 
我又想了想,看看对不对啊,这个尖峰是由副边整流二极管反向恢复电流再加上变压器前面的电容以及MOS上的那个电容引起的,一上电,就产生了,是这么理解吗?
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  • 2014-11-24 21:38:19
 
你说的这个MOSFET的尖峰电压,关系的因素还是很多的,主要是变压器的漏感导致的。不知道你说的前面的电容指的是什么?这个与线路上面的等效电感关系还是很大的。
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  • 2014-11-24 22:31:25
 
[size=14.399999618530273px]这个漏感很容易对MOS产生破坏性损伤的吧,比如,[size=14.399999618530273px]一般来说, 高压MOSFET的Vds在测试时瞬间峰值是最高的.如果710V是瞬间电压, 正常工作时的Vds是小于600V。漏感越大产生的尖峰电压幅度愈高。
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  • 2014-11-24 22:32:33
 
漏感会存储一定的能量, 计算公式应该是0.5Llik*I^2这样吧,漏感里面的能量不能传递到变压器副边,只能通过开关管以电压尖峰释放。Llik越大存储的能量越多,所以尖峰越大。前面的电容也会产生影响的吧。
hlp330
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  • 2014-11-24 23:36:48
 
你这个不是明知故问?当然有损伤了,如果没有什么影响的话,我们何必花这个大的力气是做RCD吸收电路的呢?漏感这个问题,前面已经解释很多次了,不需要再说了吧。
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  • 2014-11-26 00:02:28
 
我现在对变压器的饱和,漏感,损伤,吸收,能量转换,都一堆的模糊,搞不清楚,遇到各种拓朴,也问不到比较实际的答案,就拿漏感来说,缺点是什么,优点是什么,我也很迷茫。
b44d55
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  • 2014-11-27 10:20:33
 
变压器的确是设计电源的重中之重, 最主要的还不是漏感, 这是理论 , 从实际应用的角度上说, 应该是温度, 这才是重点, 只要改好正确的匝数比, 确定好合适的MOS, 输出二极管, 就没什么大问题.
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  • 2014-12-1 00:36:01
  • 倒数8
 
但大家都在说漏感,也看了一些漏感的资料,但还是不够清楚漏感的形成和优点缺点。 据说是有好处和有害处,理论上一大堆, 但从实际上怎么去理解呢?
YTDFWANGWEI
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  • 2014-11-24 08:26:09
 
这是在开关电源内部,由于内部开关器件开通关断造成的尖峰,你在输入输出加再多抑制措施有什么用?看东西不经过大脑,永远还是别人的。
lixz
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  • 2014-11-23 22:50:36
 

入门示波器时基太慢将会导致采样速率严重不足导致波形混乱
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  • 2014-11-24 11:04:09
 
选择示波器时基的原则即:在能观察到信号的完整周期的情况下选择最小档位,因为档位越小仪器测量精度越高。所以一般对于周期性信号我们要调节示波器的时间档位观察信号的1.5到3个周期即可。需要考虑采样率、存储深度等因素
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  • 2014-11-25 01:58:02
 
时基的问题是不是说示波器的采样速率太慢,产生了混迭现象。换句话说是屏幕上显示的波形频率低于信号的实际频率,显示的波形不稳定。是这么理解吧。
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  • 2014-11-25 13:55:18
 
也就是一个错位波形
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  • 2014-12-19 13:02:06
  • 倒数5
 
楼主继续。讲述逆变器做法。楼太歪了。
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  • 2015-1-4 20:13:43
  • 倒数4
 
楼主接着讲讲逆变器吧!!!
fyen
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  • 2016-5-20 12:56:52
  • 倒数3
 
后续呢
goupanda
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  • 2017-7-16 15:42:03
  • 倒数2
 
死区时间VT1关断,漏感能量没有泄放路径,死区时间里漏感和coss震荡形成的电压尖峰不大吗
滤波电感在副边整流桥后吗?
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