| | | | | 1.方案概述
根据动态要求,但凡采用反馈方式,不论是原边反馈还是次边反馈,空满载切换下,电流过冲/回沟要控制在10%以内是很困难的。此外,由于电源长期工作在ms级的闪光状态,常规带有反馈的拓扑恢复时间也很难控制在几个ms以内。
有没有一种方式的动态响应式逐周期的呢?这让我想到了滞回控制模式。观察一下当下的LED驱动控制IC,工作在滞回模式的低边buck拓扑的似乎不少。通过固定电感电流峰值和谷值,输出电流也就固定了。控制IC通过检测开关管峰值电流来关断开关管,当续流电流降低到一定值时,再重新开通开关管。续流期间电流不从开关管走,那么如何检测电感电流?最为简单的办法就是强迫工作在临界模式,通过电感上的一个辅助绕组来实现电感电流过零检测。假设IC的CS端阈值电压为Vcs,采样电阻为Rcs,那么临界模式的低边buck结构输出电流将恒定在Vcs/2Rcs。
这种结构的好处就是,动态响应式逐周期的,ON/OFF控制时不会出现输出电流的过冲和回沟,如果作PWM调光,PWM开关频率甚至可以和开关频率一样。 这次的设计我打算就用这种方案。但是buck是不隔离的,为了隔离,我打算单独做一路恒压的反激。
基本方案如下:
第1级:QR反激,176V--265V输入,无PFC,输出120V/1.7A
第2级:低边buck,输入120V,输出30--75V,恒流2.4A |
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| | | | | | | 2.电路设计
第二级低边buck
第二级的低边buck,可能没有专门的IC,但一般用于临界模式PFC的控制IC都可以做,比如最常用的L6562,这次我打算就用它。做过临界模式PFC的应该很容易看懂原理,下面直接上电路图。
功率部分的原理一目了然。由于L6562D的CS端阈值电压高达1.7V,为了降低采样电阻的损耗,这里用R65引入了一个固定的直流偏置,有兴趣的可以下去算一下。当然,也可以用L6562A代替L6562D,阈值电压降低到1.05V。但需要注意的是,6562A的FB脚兼具使能功能,需要给一个低于2.5V,高于0.45V的直流电平才能正常工作。
Q4和几个外围的电阻构成了输入开关控制。P2短路时,Q4集电极被拉低,IC正常工作。P2开路时,CS引脚被拉高,IC停止工作。这个控制引脚完全是逐周期的。Q6和D23,D23希望可以起到短路保护的左右,到时候要不要用,根据芯片的调试情况定。
第一级QR反激
这一级仅仅用来提供隔离。如果做成非隔离的应用场合,市电整流滤波后使用上面的低边buck结构直接驱动LED灯组,很容易做到非常大的功率,并且成本低廉。如果对PF有要求,可以在前面加一级PFC。
这里定的输入规格是176--265V,输出功率200W左右,用反激来做没有压力。如图,这次用了NCP1337这片比较老的IC,原因是它的驱动能力不错,此外手头还剩下有。这片IC过零检测的方法非常独特,不需要采样辅助绕组电压,而是通过检测栅极驱动电流完成的。
电路按照我的设计习惯,能够用贴片器件的尽量用贴片器件,成本不敏感的情况下,辅助供电全部用贴片陶瓷电容。功率管刚刚收到龙腾的样片,五片11N65和五片20N65,用哪个视情况而定,替换原理图种仙童的15N65.
辅助供电电路
原本打算使用第一级的辅助绕组为第二级的控制电路供电,但由于第二级处于on/off的状态,相当于第一级反激电路长时间处于空满载切换的状态。在满载到空载的跳变过程中,NCP1337进入burst mode,次级的辅助绕组电流仍然有几十mA,这就导致了次级辅助供电跌坑非常严重。由于输出绕组的匝数较多,至少要三层才能排满,尽管辅助绕组使用多股线排满一层,仍然难以获得很好的耦合。
打样变压器的过程比较慢,反复实验太浪费时间。为了尽快解决这一问题,最终决定直接通过次级120V输出经过一个buck电路为次级控制电路供电,电路图如下:
过温及故障保护电路
整个电路将放置在120*58*30mm的铝制外壳内,空间比较小,这里加上过温及故障双重保护。正常工作下,电源为脉冲式输出,占空比不超过0.5.故障情况下,例如意外将使能端短接,电源将长期处于工作状态。保护电路包括一个热敏电阻采样温度送入单片机做温度滞回保护,此外单片机采样输入端状态,通过计时来判断工作占空比,一定时间内工作时间超过总时间一半时,强制关闭输出一定时间。电路图如下:
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| | | | | | | | | | | | | 这是EC3542的磁芯,不大,全电压这个磁芯还做不到180W |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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| | | | | | | | | | | R65在PCB上没有,因为我最后用了L6562A,阈值电压1.08V,使用两个0.47R的电阻,正好恒流2.4A |
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| | | | | | | | | | | | | 从设计思路到PCB模板,好像跨度大了点啊。如果可以补充一些零件的选取方法就好了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 应要求,后续补上,特别针对变压器和电感的设计方面。 |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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| | | | | | | | | | | | | | | 两个0.47ohm/1W的电阻承受1.2W。增加R65可以减小这个功耗,不过懒得搞了。 |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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积分:109874 版主 | | | | | 我没太明白你的设计理念,你是想做一个闪光电源?当需要闪光的还受让6562工作提供需要的能量吗?但是6562开始工作瞬间,也就是你P2短路,输出能立即提供这么大能量吗? |
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| | | | | | | | | | | 不需要工作的时候,直接让CS至高,内部RS触发器不翻转,短路P2,立即进入正常工作。由于电路是没有反馈的,只存在逐周期限流,不存在启动瞬间不能提供足够能量的问题。这也就是这个电源能够在超大动态负载不出现过冲和回沟的根本原因。
目前实测是非常理想的,只是我没法上传实测波形。 |
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| | | | | | | 那么临界模式的低边buck结构输出电流将恒定在Vcs/2Rcs
你按D=50% 算 ? |
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| | | | | | | | | 这和占空比没有任何关系,buck的输出是直接接电感的 |
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| | | | | | | | | | | | | buck的输出的平均电流就是电感平均电流,临界模式,平均电流就是峰值电流的一半,有什么好推的呢 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 临界模式的占空比可以按照连续模式的方法计算,不过临界模式下不用担心次谐波振荡的问题。 |
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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积分:109874 版主 | | | | | 这个输出只有2uF电容,即使D=0.5,电流也不是这样的吧? |
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| | | | | | | | | | | 输出平均电流和占空比没有关系,也和输出电容大小甚至是有没有输出电容都没有关系。2uF纹波比较大,2.4A下,纹波电流峰峰值大约四五百mV(笔误,是纹波电流大约四五百mV),我这里可以接受,加大电容可以进一步减小。 |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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积分:109874 版主 | | | | | | | 这么小的滤波电容,电感工作在B CM状态,纹波只有几百mV?总觉得不可能。 |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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积分:109874 版主 | | | | | | | | | 四五百mV也感觉不太可能,工作在BCM状态,你的开关频率是多少?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 开关频率由电感和输出电压决定,我设计在40—60KHz附近。我说的是纹波电流四五百mA。30-75V输出,纹波电压几V吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 纹波电流不是很高,[size=14.399999618530273px]纹波电压也低,这个响应瞬间是什么样的? |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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积分:109874 版主 | | | | | | | | | 我也看错了,看成纹波电压了,纹波电流这么小感觉也不带可能,看你试验结果吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个仿真和实测都是可以了,遗憾是,公司管控,我没有办法上传测试图。回家焊接一个,来个实物图。 |
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| | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109874
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积分:109874 版主 | | | | | | | | | | | 我开始看错了,看成纹波电压了。刚粗略算了一下,几伏的纹波电压是对的。但是为什么说普通的反激输出电流变化值会超过10%?我没仔细测过,反激电源在空载跟满载之间切换,纹波电压比你目前设计方式的纹波电压还大? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我说的不是纹波电流,说的是空--满切换导致的电流回沟或者满--空切换产生的电流过冲。高频的纹波电流不会影响LED的平均电流,但是过冲和回沟会,特别是占空时间为ms级的时候。由于过冲或者回沟恢复时间也是ms级的,LED的平均电流也就变了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果说在空载和满载之间进行转换,在那个瞬间,是不是真的会产生非常高的纹波电流呢,这个电流过冲的响应时间怎么去计算呢,对LED电流的影响产生什么后果呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个过冲电流(或者下冲电流)与纹波电流是两码事,对应的response time几乎仅仅取决于环路带宽(楼主采用的控制方法属于一种非线性控制方法,与滞环控制有的一拼,环路带宽与开关频率近似相等),即response time几乎取决于开关频率,同时在大动态时,产生的过冲电流(或者下冲电流也很小
这样做的好处,应该有很多(个人对LED不怎么懂),比如:在PWM调光电源应用中,减小了LED的瞬时电流应力,进而改善了热应力,进一步延长了LED寿命等 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | [size=14.399999618530273px] 非线性控制方法?能改善电流热应力才是关键。 |
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| | | | | | | 2014年最后一天,回顾一下这个帖子。
里面提到的临界模式Buck拓扑其实已经广泛用于LED电源中,比如之前晶丰明源的BP2822。不过内部通过检测开关管的漏端电压实现过零检测,不需要辅助绕组。
这种结构的优点包括:电路简单、高效率(非隔离,二极管能够零电流开通)、超快动态响应(这一特性适合于PWM调光,PWM调制频率可以做到很高,不会有频闪问题)。在当前专用的低边Buck芯片都是针对中小功率应用的背景下,使用这种结构来做大功率非隔离的LED电源是一种可行的办法。 |
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