| | | | | 看来高手是多啊,都不屑于RCC,既然开了这个贴,我就继续往下讲。
来张简单的原理图,图来源于网上
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| | | | | | | | | 对于熟悉的人来说有图和没图一样,对于不熟悉的人,图大点有好处,谢谢参与! |
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| | | | | | | | | | | 我怎么感觉初级光耦接的位置不应该在变压器的6脚呢,因为次级最大的电压点应该出现在7脚为正6脚为负的时候,如果接6脚那这个时候光耦岂不是不能导通? |
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| | | | | | | 这个电源据发此图的人说,空载功率0.3W,满载效率70%以上
当然了,对于做过精品电源的来说,达到上面参数一点也不困难。
简单描述下,工作过程:
变压器的同名端图中未注明,我诠释下:5、7、3为同名端
1,启动,300V通过R1、R3对C3充电,达到Q1MOS开通阀值
2,Q1开通后,变压器6~7绕组给出一个更强的驱动到Q1加速导通
3,关断,当电流通过Q1加于R6形成关断信号给Q2
4,当输出电压达到设定值,反馈信号光藕快速关断 |
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| | | | | | | | | 问下简单的问题,输出电压升高时,通过光耦,R7,怎么能快速关断Q1呢?也就是怎么让Q2导通呢?R7流过的是电流信号啊? |
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| | | | | | | | | | | | | 请问一下,光藕拉的是D6的电压,Q2怎么就导通了? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 光藕导通后,Vaux经D6-光藕-1k电阻加在Q2 B极使其导通 |
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| | | | | | | | | 前几天做的一个RCC 5V/1.2A,线长22AWG,1.8M。平均效率115V为74.38%,230V为72.84%。LV5要求为69.54%.高压平均效率差,主要是高压25%载时的效率太差了。
另一个5V/2.1A ,线长20AWG1.8M ,能效分别为76.22%,76.38%。LV5要求为73.74%。
至于是否稳定,要等大批量生产才能验证了。 |
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| | | | | | | | | 各位好,小弟剛學習RCC,想請教一下關於圖中Q3什麽時候會導通?起到什麽作用呢?非常感謝。 |
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| | | | | | | | | | | 过流保护,当电流过大,R10上的电压就高了通过R11,到基极,使Q3导通。 |
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| | | | | | | | | | | | | 应该是5 6 3同名端吧?开关管导通,输出整流二极管和供电的二极管该截止才对呀?
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| | | | | | | | | | | | | | | 输出的截至,但是为了加速导通,辅助绕组就是你说的供电的是导通
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| | | | | | | | | 请继续关注,我不是想谈什么问题,我是要把入门的同学养成RCC高手,谢谢! |
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| | | | | | | | | | | 楼主是好人,顶。如果大家都愿意把自己会的拿出来交流,我们国家的技术发展将会是神速 |
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| | | | | | | 现在谈下,空载功率如果调至0.3W MAX
了解RCC的人都知道这个原理图多了一个电阻R4/22K,为什么会多一个电阻,是不是加了这个电阻就可以把空载功率做小了呢?
抱着这些问题往下走。
如何实现空载功率,方法有2,1、将输入电压降低,2、使其工作在间歇工作状态,即跳频
方法1,我们不能在电源上接个调压器,所以此法不可取
方法2,不错,我们就是要让它跳频,达到跳频的条件从哪里来
诠释下:跳频,即跳周期,也就是说正常带载频率为30~70K,空载频率为120~150K的传统RCC进行空载时跳周期,使其频率在5~7KHz中频下工作
返回到上面,关于R4电阻,许多人认为就是这个电阻才可以让RCC跳起来,其实不然,这个电阻就好象R1一样,只是起到一个激励作用,当RCC电源在间歇式工作状态下,有无这个电阻一样(具体可以自己实践)
跳周期的条件:
1,环路增益要足够的带宽
2,变压器的初级电感要在满足功率转换的情况下保证足够大
3,C4的值
有不明白的欢迎提出 |
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| | | | | | | | | 能不能说说C4的值在跳频中怎么起作用的?
也就是说:为什么空载的时候会进入跳频状态? |
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| | | | | | | | | | | C4的值太小就不会跳频,太大就会引起关断迟缓而炸机 |
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| | | | | | | | | | | | | 虽然我是抄冷饭,但有没有可能让电路中去掉C4和R4,
让变压器处于间歇工作状态而不发出人耳朵能听到的杂音呢,
目前这个问题搞到我头都大了,,
如你的图片,没有C4,增大电感量和增大主开关管的B极驱动电流,
也可以让电路处于间歇状态,但是会发出人耳能听到的杂音,,,
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| | | | | | | | | | | | | | | C4不能去,不能太大也不能太小,R4可以使其断路,R4若取小估计电流反馈会因其而误触发。
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| | | | | | | | | 说的条件有些模糊,能否精深些?为何会跳周期?为何不跳?
另实现空载功率方法讲述过于笼统吧? CMG ,林建良都写了篇文章,可以看看,很系统,很科学
跳频与降频不是一个概念,降频的综合效果是最好的。 |
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| | | | | | | | | | | | | 开关管各脚的工作波形
假设Q1放大倍数为A,基极驱动电流为B,则L T2A(也就是Q1集电极)电流增长到A*B时,不再增长,L T2A磁通不再变化,L T2B感应电压减小,L T2B到Q1基极的正反馈电流减小,这样Q1基极电流开始减小,集电极电流也减小,L T2C电压反向。次极输出电压。RCC 变换器的工作频率是反馈(偏置绕组)端的R,C决定的吗?
很多人认为RCC的震荡频率和这个电容,电阻有关,用三级管构成的RCC变换器做说明,因为按照一般的电路的分析,加电后,开关管开始导通,反馈注入基极IC增加,VCE减小,一次线圈电压增加,反馈绕组电压增加,使注入基极的电流增加,该反馈是一个正反馈,很快开关管就饱和导通,一次电感中的电流线性增加,反馈的这个电容随着充电,上面建立的电压会使基极注入的电流减小,当减小到使开关管推出饱和进入放大区,VCE增加,则一次线圈的电压减小,反馈绕组电压也随之减小,于是注入基极的电流减小,很快,开关管就截止,然后能量通过二次侧传递给负载。于是会认为振荡频率和RC的值有关。但是按照能量守恒 Ef=VO*IO;1/2 *Li2=VO*IO/f;经过更加详细的计算会发现,里面根本没有R,C他们这两项,既然公式已经证明了,很明显没有关系,解释如下:在加电的第一个周期很显然,RCC的振荡频率完全是由这个RC值决定的,因为输出电容上还没有建立电压,控制电路不起作用,当输出电压建立起来后,控制电路会检测输出电压并且进行控制,一般是通过光耦然后去分掉一部分注入开关管的电流,所以注入开关管的电流应该是反馈支路和控制分掉的电流之和。电路达到稳态时,只要输入电压不变,负载电流不变化,则流过一次的峰值电流即(0.5L*i2)不变,电路必然只有一个稳定状态与之对应,否则,这样的拓扑不可靠。既然流过一次的峰值固定,(RCC工作在临界模式下)那么即使你把反馈的电容加大一点,控制电路必然会修正到对应该负载和该输入电压的对应的一次峰值电流,而Dt=L*di/vin;该时间(导通时间)是固定值,所以即使加大该电容,控制电路会使分掉的电流增加,依然保证注入基极的电流数值能满足导通时间不变,前面已经说过,只要负载电流不变,输入电压不变,开关管的导通时间必然是不变的;那么这个RC的值决定了什么呢?它们决定了开关管的最大导通时间,即控制电路不作用,不分掉注入开关管的基极电流,这个RC值决定了开关管的导通时间,这个状态振荡频率是由RC决定的,但是电源在正常工作时,必然使注入开关管的电流被分掉一部分,有一个正负范围的可调,所以是控制分掉的电流和反馈注入的电流共同决定了开关管的导通时间,但是这个导通时间又必须受负载电流和输入电压决定。电阻R决定了注入开关管基极的电流最大值,C不能太大或太小,我测试过,修改该电容,只要不是太大或者太小,电路依然稳定工作,因为控制电路依然有能力进行修正,即保证在控制电路的控制范围之内即可,当然需要设置合适的RC值保证驱动开关管的电流合适。如果过大或者过小电路就不稳定了。所以该电容和电阻不需要很精确。也不是很多分析说的什么定时电容,顾名思义,定时就是要精确,其实不然,所以RCC振荡频率和负载电流,输入电压有关,而不是反馈RC决定的,RCC推导的公式都首先说明了问题。
RCC电路的主要优缺点如下:
1、电路结构简单,价格成本低。
2、自激式振荡,不需要设计辅助电源。
3、随着输出电压或电流的变化,启动后,频率周期变化很大。
4、转换的效率不高,不能做成大功率电源。
5、噪声主要集中在低频段。
再谈RCC原理:
RCC的功率部分如同普通的反激变换器一样操作。信号和控制部分原理如下:
1.当加入输入电压Vin(电阻RG连接Tr1的基极),电流Ib流过Rb,Tr1导通,此Ib为启动电流。Tr1的collector电流Ic波形如图,一般从0开始。
2。Tr1一旦进入ON状态,transformer的P1线圈已加入输入电压Vin,因此P2线圈形成的电压为Tr1提供了基极电流,使得Tr1可以保持导通。
3。Tr1的集电极电流成斜坡状上升,直到电流为βIb,此时基极电流无法维持Tr1晶体管饱和导通,晶体管集电极--发射极之间的电压上升。而这里的电压上升使得变压器Np上的输入电压下降,更导致Ib下降。于是形成了正反馈,使得Tr1最终关闭。
4。Tr1关闭后如同其他反激变换器一样,储存在变压器内部的能量流到次级电容里,为负载供电。在变压器内部能量未释放完时,基极一直被次级反射来的负电压下拉,晶体管保持关闭。变压器内部能量释放完毕后,电路工作状态转入第1步,形成周期性循环。
5.如果在集电极有较大电流时使用其他方法导致基极电流不足,也可以触发正反馈机制关断晶体管Tr1。这一特点常用于实现电流限制和稳压。(即在电流或电压过大时减小占空比或禁止晶体管开通)RCC要注意的:
RCC电路的不稳定性
目前被普遍认识的是RCC电路对元件、布线、生产工艺要求很高。使用劣质元件、水准不高的布板、变压器绕制不恰当都可能导致RCC电路无法工作,或在正常工作一段时间后失效。常见失效模式包括但不限于:
漏感导致的二次击穿
RCC最常见也最典型的失效现象是主开关管烧毁。大部分此类故障是由变压器基极线圈漏感导致的。 变压器基极线圈的漏感和基极串联的电阻形成LR低通滤波电路,对电流信号有延迟作用,导致在集电极电压上升时,基极电流减小的正反馈出现延迟。而这样的延迟对于绝大部分双极型开关管是致命的,它导致晶体管越出安全工作区,以及发热量过大,最终导致不可逆的二次击穿。
此类故障较少出现在使用功率MOSFET制作的RCC上,因为功率MOSFET的安全工作区远大于双极型晶体管。并且功率MOSFET为电压控制型,开通/关断阈值范围窄,MOSFET较为不易出现同时承受大电流和高电压的情况,即使偶尔出现也不会发生不可逆的失效。 曾经有一批基于MOSFET的RCC电源常常因开关管损坏而失效,经查证,是因为厂家技术考虑不周,机械模仿110V地区产品,在220V交流线路(整流后电压高达311V)上,使用了耐压500V的MOSFET(型号是IRF840)。
输出电压不稳,损坏用电器
另一常见的问题是输出电压明显超过设计输出电压,导致负载过热、烧毁。特别是当负载为锂离子电池时,输出过高电压极端危险,可能导致电池内部气体液体泄漏甚至爆炸。 原因一是变压器绕组间不完全耦合,存在漏感,导致互调整率差。在变换器处于轻载状态,占空比小的时候,此问题更加严重。二是和集成芯片中包含的运算放大器(放大倍数高达数百倍、数千倍)相比,电压环路开环增益太小,精确稳压困难。
并且这两个缺点几乎是不可能同时妥善解决的。解决二次击穿问题要求基极线圈和主线圈近绕以保持耦合良好,而解决输出电压不稳的问题要求次级线圈和基极线圈近绕,又要求初次级之间数千伏的电气隔离。在有限绕线位置的变压器骨架下,要达到这两个矛盾的目的,十分困难。
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| | | | | | | | | 楼主现在教大家调到0.3W,其实若干年前批量的RCC产品空载小于0.1W?楼主是否清楚?
楼主即然说跳频就应该分析出为什么会跳频。如此大家就很容易调试了。 |
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| | | | | | | | | R4是宽输入电压条件下的高输入补偿吗,有了这个电阻能使220V的Ip与100V的Ip接近,或者说是高低压能量平恒补偿。
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| | | | | | | 下文啊,下文,我现在就是这变压器搞的头疼,希望早点出下文。 |
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| | | | | | | | | | | 没做过RCC,但我也感觉是5.6.3啊?如果是5.7.3的话,6脚为负压,怎么驱动Q2去关断Q1啊? |
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| | | | | | | RCC电路,单端反激式的一种,结构简单,主要应用在1~200W,首先变压器设计最为重要,
RCC电路结构主要包括:
1.输入整流滤波 2.吸收电路 .
3.启动反馈 |
4.过压过流保护
5.输出整流滤波 |
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| | | | | | | | | | | RCC变换器电路原理与应用
RCC(RINGING CHOKE CONVERTER)是一种非定频电源,在国内有很多场合应用。我先来其工作原理,后面的兄弟们要跟帖补充哟!
1. 开关电源的自激振荡状态
220V市电压整流滤波电路产生的300V直流电压分两路输出:一路通过开关压器T1初级绕组加到开关管Q2的漏极(D极);另一路通过启动电阻R1加到开关管Q2栅极(G极),使Q2导通。
开关管Q2导通后,其集成电极流在开关变压器T1初级组上产生○1正、○2负的感应电动势。由于互感,T1正反馈绕组相应产生○3正、○4负的感应电动势。于是T1○3脚上的正脉冲电压通过C5、R8加到Q2的G极与源极(S极)之间,使Q2漏极电流进一步增大,于是开关管Q2在正反馈雪崩过程的作用下,迅速进入饱和状态。
开关管Q2在饱和期间,开关变压器T1次级绕组所接的整流滤波电路因感应电动势反相而截止,于是电能便以磁能的方式存储在T1初级绕组内部。由于正反馈雪崩过程时间极短,定时电容C5来不及充电(等效于短路)。在Q2进入饱和状态后,正反馈绕组上的感应电压对C5充电,随着C5充电的不断进行,其两端电位差升高。于是Q2以导通回路被切断,使Q2退出饱和状态。
开关管Q2退出饱和状态后,其内阻增大,导致漏极电流进一步下降。由于电感中的电流不能突变,于是开关变压器T1各个绕组的感应电动势反相,正反馈绕组○3端负的脉冲电压与定时电容C5所充的电压叠加后,使Q2迅速截止。
开关管Q2在截止期间,定时电容C5放电,以便为下一个正反馈电压(驱动电压)提供电路,保证开关管Q2能够再次进入饱和状态。同时,开关变压器T1初级绕组存储的能量耦合到次级绕组并通过整流管整流后,向滤波电容提供能量。
当初级绕组的能量下降到一定值时,根据电感中的电流不能突变的原理,初级绕组便产生一个反铅电动势,以抵抗电流的下降,该电流在T1初级绕组产生○1正、○2负的感应电动势。T1○3脚感生和正脉冲电压通过正反馈回路,使开关管Q2又重新导通。因此,开关电源电路便工作在自激振荡状态。
通过以上介绍可知,在自激振荡状态,开关管的导通时间由定时电容C5充电时间决定;开关管截止时间,由C5放电时间决定。
在开关管Q2截止期间,开关变压器T1初级绕组存储的能量经次级绕组的耦合,二极管整流供负载。 |
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| | | | | | | | | | | | | 胡工,你讲的是哪个图啊?楼主的图主开关管是Q1,你上面发的图也是Q1,楼主的启动电阻是R1,你的是R5。 |
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| | | | | | | | | | | | | “当初级绕组的能量下降到一定值时,根据电感中的电流不能突变的原理,初级绕组便产生一个反铅电动势,以抵抗电流的下降 ” 这句我不能理解。 |
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| | | | | | | | | | | | | 看着哪个图在讲呀,乱的,看这段文字是要做到心中有图。 |
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| | | | | | | | | | | | | 123楼的兄弟,你讲的什么东西阿?内容与你122楼的图不对板!!!是不是搞错对象了?
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| | | | | | | | | | | | | 楼上说:"开关管Q2在截止期间,定时电容C5放电,以便为下一个正反馈电压(驱动电压)提供电路,保证开关管Q2能够再次进入饱和状态。同时,开关变压器T1初级绕组存储的能量耦合到次级绕组并通过整流管整流后,向滤波电容提供能量." 以上的论述为工作原理的重点 |
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| | | | | | | | | | | | | 当初级绕组的能量下降到一定值时,根据电感中的电流不能突变的原理,初级绕组便产生一个反铅电动势,以抵抗电流的下降,该电流在T1初级绕组产生○1正、○2负的感应电动势。T1○3脚感生和正脉冲电压通过正反馈回路,使开关管Q2又重新导通。因此,开关电源电路便工作在自激振荡状态。
这 是什么意思呢,都是这样说的,互相复制,说的不明白啊、 |
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| | | | | | | | | | | | | 你这个标号是哪个图的?我找了半天没看到对应的啊!兄弟,我是初学RCC的,你这让我有点郁闷噢
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| | | | | | | | | Q1 MOSFET的Vds箝位电路,为何那么复杂?传说有专利吧? |
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| | | | | | | | | | | 钳位部分可能是当初设计这个电源比较早,许多SMT器件赶不上现在工艺,例如贴片电容耐压只有100V,而现在3KV的都有了,所以就必须串联 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 设计的人脑子坏了,耐压够还这样串,继续跟你辩下去,就跟你一样档次了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不是耐压不够,是因为档次要高,用4个0805而不用一个1206电容 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 他们脑子没坏,你脑子坏了,不信你明天上北大医院脑科咨询了解下 |
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| | | | | | | | | 设计这个电源的人,要么是高人,要么是变态狂,把RCC做这么复杂是体现到他的水平?与其这样为何不使用芯片?
细看了图2分钟,图中电阻电容串联和二极管串联的就有好多处,真别有用心啊 |
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| | | | | | | | | | | 以前老式彩电里面的电路都搞的很复杂,也是RCC的.见怪不怪了.
有些无非就是想把保护电路做的齐全一点. |
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| | | | | | | | | | | | | 那个是保护没错,你仔细看图中D1,D10,D14这三个,只有变态狂才设计得出来 |
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| | | | | | | | | | | | | | | D1应该是SOT-23封装的半桥双二极管,如果是点红胶固定在PCB上,比DL-35封装粘得结实,不容易掉件;
D10实现了C7充放电的分别调整(非线性控制的逐周期峰值开关电流限制能尽量保证输出过流点的一致性);
D14保证光电耦合器的充足供电(正反激整流)。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | OK,我输了,我败给你了,我如果跟你认真我就彻底输了,我输了系统,输了科学 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 既然高调了,我何须跟你认真
对于一个不明真伪的原理图,你要分析,分析在信号驱动部分电阻并联的作用?
所以我不必要跟你认真,最后一次回你 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不回你不行,不回你显得我屈了。
我就骂了,你不高兴了?我看见你就想骂,就象你说的,我高调。
上面的图你说是真的,你做一个出来,测试数据出来了我给分析,可否?
再说,RCC高手,没有最高,只有更高,8块钱的RCC做45W功率,算高否?
你总说革新,你对RCC去革新,就是加一些无所必要的东西,让电阻串,让电容并,你有必要吗?
对了,忘记说了,你还可以美其名为加保护。
你可以拿一块你做的RCC出来秀秀,测试数据摆上来,别老翻一些别人放在网上的东西,告诉你,那就是不明真伪。
不服气可以直接打我电话,论坛里有我电话 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你看他上面回帖的字眼,好象是圣人一样,其实论坛都是本着互相学习的态度,我标题真不知道哪点不好,太醒目了?
或者他来开一贴反激QR高手养成来试下,让他把QR再革新一下 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说对了,我就是分析不出来,你继续。
再跟你认真下去会把我拉到跟你一个档次。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 人家是来开贴讨论,分享经验的,如果楼主在哪方面讲的有问题你可以直接提出来,没必要掖着藏着装圣人。再者说你掖着的东西不一定是真理,不要自以为是的认为真理只掌握在你这种少数人手里。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 我是按照这个参数来设计的,但是现在都带不动负载,空载输出电压4.78,然后在220VAC的情况下,我测的mos管D端对地波形跟上面标识的差距很大,这例子完全是坑爹的啊!
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| | | | | | | 谢谢老师!我是个入门不久的,我就想把RCC各个元件搞明白,以前也做过一些电源有关的,可以说都是试,没有计算,而是那个东西用,不行就换........呵呵见笑了。谢谢老师的这个贴!学习中........... |
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| | | | | | | 我见过的RCC方案的小电源开关管大部分是用13003,楼主的图纸中用的是MOS管,请问一下,两者能兼容互换吗? |
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| | | | | | | 想做做正激电源,400-15vDC-DC电源,要设计一个ICE2B265的外围电路,新手不知道怎么做啊啊
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| | | | | 我家那台加湿器上的RCC电源进水坏掉了,元件坏了一大片,后经改变压器,修成IC方式的去了。
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| | | | | | | | | 实测38V。很奇怪,没发现开关管的钳位电路,且变压器多一个绕组,不知道是干什么用的,实在是太高深了。 |
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| | | | | | | | | | | 变压器多的一个绕组就是钳位电路
这个绕组是与初级双线并绕,一组接VCC~MOS管,另一组就是接地~D6回到VCC |
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| | | | | | | | | | | | | 不错,这样的方式,能做到多低的炸机率呢?
感觉没有对开关管进行很好的钳位,跟漏感有很大关系。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 无插件插错,漏插,焊点无短路,等排除人为因素,炸机率=0
这就是RCC的精品,你的是38V输出,属于两年前的,现在的输出是35V,还有就是24V单组电压的一款 |
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| | | | | | | | | | | | | 这个接法的描述有点看不懂哦,能不能画个草图说下,谢谢了 |
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| | | | | 当然了,RCC不限制于小功率,就好比有句话说,给我一个支点,我能把地球撬起
回到上面ST.YOU所提到的加湿机电源,我把图贴出来(图不是全图,望谅解,当然我在这个行业,知道做过此电源的厂家多不胜数,原理图几乎都抄了个遍,但我不能发全图出来)
这款RCC电源特点,空载功率0.5W MAX,输出功率35W,最大45W,效率85% MIN
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| | | | | | | 楼上5-4这个绕组有点类似正激的磁复位绕组,在此何用? |
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| | | | | | | | | | | | | 是的,这样吸收可以忽略RCD中的R损耗,最大的作用是工艺的控制,一般没经验的变压器厂做不到双线并绕工艺,想要借鉴此类吸收法慎重 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不会,与RCD相同,我忘记了那本书叫什么名,蓝色外皮的那本书,里面有祥解
正激中的磁复位也是这样用
反激里这样用其实与吸收一样,只是他不是钳位,而是把变压器折射电压去除,我是这样理解的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对这个电路很好奇,兄弟有没有MOS的Vds波形?我想好好的研究下 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个所谓的“吸收绕组”能将Vds电压钳位到多少呢?是否能将漏感的能量吸收,在还给电源?
比如输入220VAC的时候,取反激电压为90V,那么VDS最高的点是多少? |
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| | | | | | | LZ,这种变压器如何设计,主要是这个复位的绕组,要考虑那些因数. |
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| | | | | | | | | 首先一定要双线并绕,单这个做变压器的厂就很难做到了,其次是这两个绕组之间的耐压应该要大于MOS管的耐压2~3倍,最后因为匝数多,线包后,需要考虑层间绝缘。 |
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| | | | | | | | | | | 胡工,现在双线并绕的TR很容易做到,使用双并线,原材料上稍微多一点点~
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| | | | | | | 胡工,请问file:///C:\Documents and Settings\user\Application Data\Tencent\Users\496433409\QQ\WinTemp\RichOle\Q94CA)484$6@{4KO}BWD_4W.pngfile:///C:\Documents and Settings\user\Application Data\Tencent\Users\496433409\QQ\WinTemp\RichOle\Q94CA)484$6@{4KO}BWD_4W.pngfile:///C:\Documents and Settings\user\Application Data\Tencent\Users\496433409\QQ\WinTemp\RichOle\Q94CA)484$6@{4KO}BWD_4W.pngfile:///C:\Documents and Settings\user\Application Data\Tencent\Users\496433409\QQ\WinTemp\RichOle\Q94CA)484$6@{4KO}BWD_4W.png图中两个二极管并联在此电阻上起什么作用呢?请帮指教 |
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| | | | | RCC电源结构已经了解了,那么你就已经入门,在成为准高手之前,你还得学一个
变压器设计
为什么要会变压器设计呢?
有人就会想了,我把输入和输出告诉做变压器的厂,让变压器厂给我设计不就行了吗?
你有上面的想法是错误的,RCC看似简单,不是我个人说,正因为太简单所以而复杂了,矛盾了,呵呵,别急,等我细道来。
因为RCC的频率不是固定频率,不象他激式,你可以定一个频率67KHz,可以定一个132KHz,为什么是这个频率,这是避开安规测试的EMC和EMI的测试曲线所设计的,所以原因你知道了,你知道了设计了吗?
假设下,一个RCC在满载时频率是67KHz,那么你就要从20%负载~100%负载时工作的频率都要避开150的倍数,这要怎么做到这点,回到上面,就是变压器设计。 |
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| | | | | | | 哪变压器怎么设计?请18楼大侠给我们讲解下吧?还有头什么公式? |
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| | | | | | | 菜鸟提问,为什么“你就要从20%负载~100%负载时工作的频率都要避开150的倍数”? |
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| | | | | | | 还有为什么“你可以定一个频率67KHz,可以定一个132KHz,为什么是这个频率,这是避开安规测试的EMC和EMI的测试曲线所设计的”?不懂 |
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| | | | | | | | | 这是一个技巧点,也叫投机,传导和辐射测试时,有张曲线图,你看了就明白了 |
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| | | | | 今天就详细介绍如何设计变压器。
首先老规矩传资料,这份资料不是我自己写,是一个资深的FAE发给我的,非常感谢,跟那些花俏的书本比起来,这个更实用。 |
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| | | | | | | 那么有的网友就有问题了:
设计自反馈式反激电源变压器时频率如何决定?
答:频率取决于初级电感和输出负载大小,等同于伏秒容量,也就是说,你在设计时,决定好输出功率大小,和计算变压器时取值的频率就已经计算出它的电感大小,所以第一步我们是进行理想化计算。
回到我上面所提到的,保证初级的电感足够大来实现空载跳频,大家知道在PWM控制的反激式电源,初级电感越大,进入CCM模式就越高,而只有在CCM模式下效率才最高,所以初级电感足够大是有限制的,不是盲目的加大,越大进入CCM模式就越高,而且变压器的铁损也相应增大。
好了,两个注意点说了,有什么问题就跟贴回复提出 |
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| | | | | | | | | 我是新人,想了解一下,进入CCM模式变压器就会发热是吧? |
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| | | | | | | 现在RCC主要还有几个问题比较麻烦
1、输出短路保护与起动能力相冲突
2、跳周期低频纹波大,在重载满载感觉不明显,但在轻载与空载下是比较大的 |
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| | | | | | | | | 你说的两个问题,在PWM控制模式下的反激都是存在的
拿问题1说吧:短路保护和瞬间带100%负载,这个问题不是只在RCC中才有,当然采用PWM控制芯片可以将保护点做得更精确,但不是说把这个问题就已经排除.
举一个例子:我家的长城液晶显示器,2004年购买的,电源是深圳美凯做的,里面的结构是OB2263+PQ2620,在前段时间出了一个问题,就是在显示器开的时候,开了后闪一下然后黑屏,再开再闪,多开几下显示器就亮了,经我细查,显示本身没有问题,而问题就出在电源上,拆开电源后发现,后极输出12V滤波的电解已经发涨,拆下后测试,容量已经大幅度下降,更换后正常,原因是输出电容失效导致误保护。
上面这个简单的例子说明两个问题:瞬间带满负载与短路保护并不冲突,解决的办法是,设定保护点的同时,考虑输出电容的大小
问题2,我抓个RCC空载的跳周期波形给你看,比较有说服力 |
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| | | | | | | | | 上面的图是,带满载频率70KHz,空载冷机6.7KHz,热机7.8KHz,该块电源是从去年9月份一直到现在在工作,中间有停电间断,其他无间断,满载功率28W,保护点在37~40W,短路保护限制功率9W |
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| | | | | | | | | | | 试过轻载吗,低频纹波往往都在10-50的负载下比较容易出现。 |
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| | | | | | | | | | | | | 没试过,不过这个RCC电源过UL及其他的认证测试都没有问题 |
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| | | | | | | 好资料,改天我得好好研究这整贴的过程,学习中... |
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| | | | | 今天讲一下RCC调试
在你自己没有把握时,先不要给板上电,仔细核对二极管的方向,三极管的管脚,变压器的同名端
在做好上面工作后,将电源电压调至50~70V AC上电测试空载所有数据(RCC最低输入工作电压可以到2V,前提是启动电阻与反馈绕组的匝比要给2V工作的条件)
如果出现下面情况:
1,无输出电压,无输入功率
解决对策:减小启动电阻
2,有输入功率,无输出电压
解决对策:检查变压器同名端
3,输出电压抖动
解决对策:检查反馈环路
4,输出电压低,但不抖
检查取样电阻是否计算错误
5,输入功率大,输出电压彪高
检查光藕信号回路 |
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| | | | | | | 您上面说的避开某个频率是怎么设计的?
我只会计算中心频率,怎么避开还真不知道. |
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| | | | | | | | | 你来个案子吧,你负责动手我负责讲
或者其他的朋友需要做个就来个案子 |
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| | | | | | | | | | | 就这个帖子中,你发的那个原理图
输入宽压,输出6V,0.5A
关于参数的配置和变压器的相对优化的计算方法 |
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| | | | | | | | | | | 就这个反激式电源可以做个例子吗?
希望看到详细的设计步骤啊。 论坛.doc
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| | | | | | | | | | | 郁闷,到现在连怎样才是电流型的怎样才是电压型的都分不出来,请就此图讲讲好么? |
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| | | | | | | | | | | | | 电流型一般是取电流信号通过三极管来关断主开关管的
电压型是RC延时后通过三极管来关断主开关管的,此图的RC是指R7R9C4 |
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| | | | | 楼主的ID好熟悉,我曾看过一个电子档的变压器计算表格。是否是阁下制作,除工程研发外,是否另有副业在售老人头皮鞋。据同行介绍说有个梦想是让所有的工程师都能穿上老人头皮鞋。
呵呵!话题有点远。支持楼主。 |
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| | | | | | | | | 联通的CDMA被电信并网后就没有用133的号码了,QQ没变 |
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| | | | | | | | | | | 我喜欢穿运动鞋,透气,舒服。
说句实在话,RCC我没有做过批量,只是玩过,
还要多向楼主学习,
楼主这种RCC电路我是没怎么见过,请问这个所谓的电压型的 比电流型有什么好处,电流型的那种好像还可以起到过流保护的功能 |
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| | | | | | | | | | | | | 电压型就是小功率的,电流型功率可以做大,事实上除了关断原理不同,其他一样 |
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| | | | | | | | | 问个题外话,臭氧电源是怎么个原理?通过电就能产生臭氧?上次看一个足疗盆,说是能产生臭氧,还纳闷呢 |
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| | | | | | | | | | | 臭氧有好处也有坏处,产生臭氧的同时还会产生其他的有害气体
臭氧原理是高压两极放电 |
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| | | | | | | | | | | 请问,RCC工作的时候,初级峰值电流是不是不变的啊,是不是始终被三极管的 VBE 电压钳位住了啊 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 如果负载不变,外围输入电压变化,这个峰值变吗?
如果输入电压不变,负载变化,这个峰值变吗?
还是说 不管什么情况下,这个峰值就是不变呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 如果没有进入跳周期工作模式,在输出轻载时峰值电流会大幅度减小 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 限制的峰值电流锁定点是不会变化的,而输入电压变化和负载变化在工作时都是会变的
要确定一点,这个峰值点主要作用是保护 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 对关断过程很是不解
上电-- 开关管通过启动电阻导通--R6上就会有电压--Q2就导通----开关管就关闭 ----下一个循环 ?
如是
设流过开关管的电流 I , I=VT/L ,V是输入电压(短时间认为是一定值),变压器做好后L也是一定值 则这个T(即Ton)就是使 I 上升到I* R6足以使 Q2导通让开关管关闭的时间,那Toff 呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有个疑问,等待楼主解惑.如果我短路C5了频率会怎么样啊?C5不是决定频率的唯一要素吧? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 稳态自激振荡频率是由变压器的匝比,感量,输入电压,输出电压,负载大小综合决定的。实际中匝比已定,输出电压已定,感量已定。因此频率由输入电压,负载大小决定。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这一大堆的,究竟如何计算呢? 有没有具体的公式呢? |
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| | | | | RCC(自反馈式反激)电源设计步骤及要点
引言:RCC电源结构简单,元器件数量少,但对大多数元器件质量要求很高,所以在设计电源时请结合自身的条件选择拓补。但不代表某些人所说的“RCC电源容易坏”这个观点,因此结合实际来设计电源是最合适的。
设计步骤
1.计算输入功率P=Po/(0.7~0.89)
2.按照P大小决定使用开关管BJT/MOS,当P大于18W时,推荐使用MOS
3.设计驱动部分
3.1.驱动BJT,电流型驱动,计算驱动电流Ins=2*P/Vmin*β,驱动电压(即反馈绕组电压)推荐6~9V
3.2.驱动MOS,电压驱动,计算驱动电压Vns=Ns(反馈绕组)*Vmin*Dmax/Np大于10V ,驱动电流根据不同的MOS进行调整,在频率为45~70K,功率不大于80W,驱动电流250mA足够 |
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| | | | | | | 从头开始仔细看到尾了,呵呵,在qq上也跟大侠请教过,先顶起来吧! |
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| | | | | | | 多年不见,楼主已经修得真经了。
不做皮鞋生意又归正道了? |
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| | | | | 赞一个多谢楼主先,我也分享一篇文章RCC电路原理分析与设计 |
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| | | | | | | 空谈,全是空谈,RCC的原理全是空谈。。。。。。。。。。。
到底有没有人真正去测过RCC的工作原理, |
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| | | | | | | | | 要分析透彻估计要从电子运动学开始,我们只需要了解RCC就是这样用,用这样的电路结构他就能够把能量转换
就好比电脑,会用就好,你没必要去了解CPU是怎么去进行计算 |
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| | | | | | | | | 我感觉有时候做RCC也很不错,至少便宜.
楼主这个帖子发的很不错. |
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| | | | | 这样的好处就是 价格便宜 但是调试和量产的时候 由于元器件的误差会导致 量产有点不稳定 是很正常的,不过对于我这样不内行的人 就很难做到了 |
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| | | | | 请教大侠,对于宽范围输入电压RCC是否能实现。
1、比如直流电压输入5V~1000V,输出电压为15V,输出功率为10W.
2、比如直流电压输入5V~100V,输出电压为15V,输出功率为10W. |
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| | | | | | | | | 这么多的人在讨论RCC,怎么没有去关注,RCC的那个调整管和光藕的工作状态,
微妙之处就在那里. |
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| | | | | | | | | 现在的风力发电倒是电压范围挺宽的,但是也不至于落差这么大. |
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| | | | | | | | | | | 不是没有可能!我公司有个业务说要输入5~420Vac的12V/1A适配器,印度用。
有时候真想把印度给灭了!尽搞一些超常规输入的规格。这个国家也不考虑一下改造国家电网。 |
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| | | | | | | | | | | | | 楼上的兄弟别太激动了,那是业务把你当神看了.以最低的价格做到最宽的输入. |
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| | | | | | | | | RCC宽电压100~240平均效率做不高,100V效率达到了,240V就低了,240V达到了,100V工作就不正常了 |
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| | | | | | | | | | | 设计的时候也得考虑一个正常工作下的电压值,也不能是来回跳的啊 |
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| | | | | | | 其实大家搞不定RCC的原因很简单,没有人撤底分析过RCC的工作原理,如果分析过了,你就会有很多的发现,大家都是停在书面上分析,这就是中国工程师的通病,特别是写书的那一帮,想那爱迪生,没有读什么书,想必数学也不是很好,但是能发明出那么多东西,靠的是什么,大家可以想一下,
RCC,当初我测一个多星期,结果,总结出来,它的电路是有一个缺陷的。这就是大家在很多时候发现,电路不按自己的预想而工作。这个问题就出在振荡的过程上.....
如果想改善必须增加一些零件,这样成本也就没有什么优势 了......
尽管这样,不能否认当初发明他的那些人的智慧。必竞它是开关电源的开山
我想大家来搞电源,都有一定电子基础,想必分析RCC都不是问题。就是没人愿意去做。都想检现成的。搞不定就怪别人,怪电路.....
其实大家有空可以测下,分析下,比我能力好的人,想信有一大把。如果愿意。可以重新开贴讨论。 |
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| | | | | | | | | “它的电路是有一个缺陷的。这就是大家在很多时候发现,电路不按自己的预想而工作。这个问题就出在振荡的过程上.....”
要不兄弟开个新帖讲讲 ,分析一下 |
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| | | | | | | 下面是我的电路图 个位高手帮我看看又问题吗 能实现吗 匝数是15 15 20 输出绕组20 谢谢啊
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| | | | | | | | | 看完了,留下我的脚步,日后有时间再继续看,RCC电路,我本人觉得好复杂哦,感觉那电流啊,电压啊,都怎么那么乱走,应该还是自己没入门吧,求版主详细点讲解,最好能一个个原件分析,或者讲出重点,RCC的共性是什么?共同特点是什么?拿到一个电源,怎么分别它是否 是RCC电路? |
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| | | | | | | | | | | | | 被收买的采购、被蛊惑的老板、被愚弄的客户……人多了去了 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 做RCC炸管的企业做IC+MOSFET管方案搞不好不仅炸管还炸IC |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电流取样电阻并联稳压管可保控制电路不坏,省掉当然炸一大片 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 取样电阻炸断,稳压管要击穿,避免电流取样电路产生高压损坏IC |
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| | | | | 楼主好!
你这贴子好,我公司做好多小功率RCC的电源充电器,就是RCC元器件如果误差大一点就容易出问题,感觉比较小气..................... |
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| | | | | SKLC-0054 5V1000mA原理图.pdf
尊敬的楼主好!各位高手好!
上面是我最近搞了一款RCC电源,就是在老化的时候总是炸Q1(13003),Q2(S9014),ZD1(4148);保险丝又不会炸,请各位大师帮看一下问题出在哪里?非常感谢!!! |
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| | | | | 楼主是否可以交个朋友,谢谢!
QQ:374573869 |
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| | | | | 无论是群里,还是在现实中,都有一些这样的人,自以为自己设计的东西是最好的。其实说这样的话的人心里是没底气的,是不敢与人分享的。真正的大神是可以接受社会大众的各项考验,我是很鄙视那些倚老卖老的。技术是在革新的,新的技术点应该学习,与时俱进,中国需要这样的大家,也需要相互学习的平台。希望能讲解下去,一个垃圾阻挡不了技术的进步。还有那些说本帖违规的人,希望自己可以分享可以借鉴的东西,谢谢。 |
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| | | | | 楼主虽然贵为版主,我相信也做过一些方案,但是那股自傲的态度让人很看不惯。
同样,当一个人过于自负之后,他就会迷失自己,错失很多找寻真理和自身不足的机会。
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看完整个贴子,就一人提出来过一个最实质性的问题:调整管与光耦的接法。
包括自负的楼主在内,基本上没有人认真考虑过,调整管及光耦的供电问题。
我认真看完楼主的每个图,都是利用正程取得的电压(能量)去驱动调整管或光耦。这明显是就是一个错误。这里必须利用逆程来取得。具体到原理图,就非常明白:反馈辅助绕组直接接高压地,就是利用正程。反馈辅助绕组通过电容接地,利用二极管对地整流的,就是利用的逆程能量。可能有人觉得这是咬文嚼字,错!在整个RCC电源系统在轻载时,近空载时,实际的占空比是非常小的,这时候,会因为电流不足,引起反馈失效。表现在电压不精准!另外,利用逆程的能量,可以看作是人工一个假负载(反馈也在消耗能量)。但你利用正程来实现,二者就是矛盾的!
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| | | | | RCC是自激震荡器的英文缩写,后来人们把这个电路运用于反激式拓扑,制作成反激式开关电源。RCC拓扑制作成反激式电源,也有其优势:电路简单容易制作,输出电流基本限定在一定范围,可作为LED灯的电源,输 |
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| | | | | 反激:R5为发射极电流取样电阻,随着电流的增长,R5上的电压上升,当R5上的电压上升到Q2基极的导通电压,Q2导通,释放Q1的基极电流,Q1截止。电感(变压器)中的磁通量开始减少,变压器各线圈的电压极性反转,D3导通,对电容C2充电和向负载提供电流。
C1电压复位:Nf线圈中产生的反激电压对C1进行反向充电,当变压器磁能释放完毕,C1上的反向电压足以使得Q1再次导通,重复前面的过程。 |
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| | | | | 反激:R5为发射极电流取样电阻,随着电流的增长,R5上的电压上升,当R5上的电压上升到Q2基极的导通电压,Q2导通,释放Q1的基极电流,Q1截止。电感(变压器)中的磁通量开始减少,变压器各线圈的电压极性反转,D3导通,对电容C2充电和向负载提供电流。
C1电压复位:Nf线圈中产生的反激电压对C1进行反向充电,当变压器磁能释放完毕,C1上的反向电压足以使得Q1再次导通,重复前面的过程。 |
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| | | | | 开关管各脚的工作波形
假设Q1放大倍数为A,基极驱动电流为B,则L T2A(也就是Q1集电极)电流增长到A*B时,不再增长,L T2A磁通不再变化,L T2B感应电压减小,L T2B到Q1基极的正反馈电流减小,这样Q1基极电流开始减小,集电极电流也减小,L T2C电压反向。次极输出电压。RCC 变换器的工作频率是反馈(偏置绕组)端的R,C决定的吗?
很多人认为RCC的震荡频率和这个电容,电阻有关,用三级管构成的RCC变换器做说明,因为按照一般的电路的分析,加电后,开关管开始导通,反馈注入基极IC增加,VCE减小,一次线圈电压增加,反馈绕组电压增加,使注入基极的电流增加,该反馈是一个正反馈,很快开关管就饱和导通,一次电感中的电流线性增加,反馈的这个电容随着充电,上面建立的电压会使基极注入的电流减小,当减小到使开关管推出饱和进入放大区,VCE增加,则一次线圈的电压减小,反馈绕组电压也随之减小,于是注入基极的电流减小,很快,开关管就截止,然后能量通过二次侧传递给负载。于是会认为振荡频率和RC的值有关。但是按照能量守恒 Ef=VO*IO;1/2 *Li2=VO*IO/f;经过更加详细的计算会发现,里面根本没有R,C他们这两项,既然公式已经证明了,很明显没有关系,解释如下:在加电的第一个周期很显然,RCC的振荡频率完全是由这个RC值决定的,因为输出电容上还没有建立电压,控制电路不起作用,当输出电压建立起来后,控制电路会检测输出电压并且进行控制,一般是通过光耦然后去分掉一部分注入开关管的电流,所以注入开关管的电流应该是反馈支路和控制分掉的电流之和。电路达到稳态时,只要输入电压不变,负载电流不变化,则流过一次的峰值电流即(0.5L*i2)不变,电路必然只有一个稳定状态与之对应,否则,这样的拓扑不可靠。既然流过一次的峰值固定,(RCC工作在临界模式下)那么即使你把反馈的电容加大一点,控制电路必然会修正到对应该负载和该输入电压的对应的一次峰值电流,而Dt=L*di/vin;该时间(导通时间)是固定值,所以即使加大该电容,控制电路会使分掉的电流增加,依然保证注入基极的电流数值能满足导通时间不变,前面已经说过,只要负载电流不变,输入电压不变,开关管的导通时间必然是不变的;那么这个RC的值决定了什么呢?它们决定了开关管的最大导通时间,即控制电路不作用,不分掉注入开关管的基极电流,这个RC值决定了开关管的导通时间,这个状态振荡频率是由RC决定的,但是电源在正常工作时,必然使注入开关管的电流被分掉一部分,有一个正负范围的可调,所以是控制分掉的电流和反馈注入的电流共同决定了开关管的导通时间,但是这个导通时间又必须受负载电流和输入电压决定。电阻R决定了注入开关管基极的电流最大值,C不能太大或太小,我测试过,修改该电容,只要不是太大或者太小,电路依然稳定工作,因为控制电路依然有能力进行修正,即保证在控制电路的控制范围之内即可,当然需要设置合适的RC值保证驱动开关管的电流合适。如果过大或者过小电路就不稳定了。所以该电容和电阻不需要很精确。也不是很多分析说的什么定时电容,顾名思义,定时就是要精确,其实不然,所以RCC振荡频率和负载电流,输入电压有关,而不是反馈RC决定的,RCC推导的公式都首先说明了问题。
RCC电路的主要优缺点如下:
1、电路结构简单,价格成本低。
2、自激式振荡,不需要设计辅助电源。
3、随着输出电压或电流的变化,启动后,频率周期变化很大。
4、转换的效率不高,不能做成大功率电源。
5、噪声主要集中在低频段。
再谈RCC原理:
RCC的功率部分如同普通的反激变换器一样操作。信号和控制部分原理如下:
1.当加入输入电压Vin(电阻RG连接Tr1的基极),电流Ib流过Rb,Tr1导通,此Ib为启动电流。Tr1的collector电流Ic波形如图,一般从0开始。
2。Tr1一旦进入ON状态,transformer的P1线圈已加入输入电压Vin,因此P2线圈形成的电压为Tr1提供了基极电流,使得Tr1可以保持导通。
3。Tr1的集电极电流成斜坡状上升,直到电流为βIb,此时基极电流无法维持Tr1晶体管饱和导通,晶体管集电极--发射极之间的电压上升。而这里的电压上升使得变压器Np上的输入电压下降,更导致Ib下降。于是形成了正反馈,使得Tr1最终关闭。
4。Tr1关闭后如同其他反激变换器一样,储存在变压器内部的能量流到次级电容里,为负载供电。在变压器内部能量未释放完时,基极一直被次级反射来的负电压下拉,晶体管保持关闭。变压器内部能量释放完毕后,电路工作状态转入第1步,形成周期性循环。
5.如果在集电极有较大电流时使用其他方法导致基极电流不足,也可以触发正反馈机制关断晶体管Tr1。这一特点常用于实现电流限制和稳压。(即在电流或电压过大时减小占空比或禁止晶体管开通)RCC要注意的:
RCC电路的不稳定性
目前被普遍认识的是RCC电路对元件、布线、生产工艺要求很高。使用劣质元件、水准不高的布板、变压器绕制不恰当都可能导致RCC电路无法工作,或在正常工作一段时间后失效。常见失效模式包括但不限于:
漏感导致的二次击穿
RCC最常见也最典型的失效现象是主开关管烧毁。大部分此类故障是由变压器基极线圈漏感导致的。 变压器基极线圈的漏感和基极串联的电阻形成LR低通滤波电路,对电流信号有延迟作用,导致在集电极电压上升时,基极电流减小的正反馈出现延迟。而这样的延迟对于绝大部分双极型开关管是致命的,它导致晶体管越出安全工作区,以及发热量过大,最终导致不可逆的二次击穿。
此类故障较少出现在使用功率MOSFET制作的RCC上,因为功率MOSFET的安全工作区远大于双极型晶体管。并且功率MOSFET为电压控制型,开通/关断阈值范围窄,MOSFET较为不易出现同时承受大电流和高电压的情况,即使偶尔出现也不会发生不可逆的失效。 曾经有一批基于MOSFET的RCC电源常常因开关管损坏而失效,经查证,是因为厂家技术考虑不周,机械模仿110V地区产品,在220V交流线路(整流后电压高达311V)上,使用了耐压500V的MOSFET(型号是IRF840)。
输出电压不稳,损坏用电器
另一常见的问题是输出电压明显超过设计输出电压,导致负载过热、烧毁。特别是当负载为锂离子电池时,输出过高电压极端危险,可能导致电池内部气体液体泄漏甚至爆炸。 原因一是变压器绕组间不完全耦合,存在漏感,导致互调整率差。在变换器处于轻载状态,占空比小的时候,此问题更加严重。二是和集成芯片中包含的运算放大器(放大倍数高达数百倍、数千倍)相比,电压环路开环增益太小,精确稳压困难。
并且这两个缺点几乎是不可能同时妥善解决的。解决二次击穿问题要求基极线圈和主线圈近绕以保持耦合良好,而解决输出电压不稳的问题要求次级线圈和基极线圈近绕,又要求初次级之间数千伏的电气隔离。在有限绕线位置的变压器骨架下,要达到这两个矛盾的目的,十分困难。 |
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