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【原创】反激变压器设计要领

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nc965
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  • 2015-8-10 10:28:04
       一个关于反激变压器设计的问题,在别的帖子里被人催得很急,按我的习惯,与其单独回帖,不如发帖共享之。
        可是,论坛里关于讲反激变压器设计的帖子已经很多、很多了,再发这个贴难免有班门弄斧之嫌,估计是要被喷的。因此发帖之前,其实是很纠结的。
        然而,这个问题出现频率很高,说明还有相当多的问题没有说透,还有很多疑问。
        通常的问题是:反激变压器如何设计?如何设计得更好一点?或者说手上这个设计还能不能更优化一点?这些问题是不是真正解决了呢?我看未必。
        什么叫好?这本身也是个问题。

        后期追补:最初的计算表格放在3楼,由于要试算迭代,很多人反映使用不便,根据其设计思想,将计算方法做了一些调整,引入最高输入电压,以便核算器件应力,同时取消了试算迭代,增加了骨架库,简化了表格内容(相关内容不再赘述)。

反激变压器.xlsx (2.96 MB, 下载次数: 11570)
世纪电源网-小王
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管理员
  • 2015-8-10 10:30:48
 
顶 感谢李工,听课。。
xming1006
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本网技师
  • 2015-8-12 16:27:29
 
中奖的话 给你分一半 哈哈
niyujian
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本网技工
  • 2016-1-5 16:27:48
 
提示: 该帖被管理员或版主屏蔽
nc965
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  • 2015-8-10 10:59:38
 
先给出一个计算表格,算是给人家的回复,并以此展开讨论。
        

          反激变压器计算表格.xls (24 KB, 下载次数: 6391)
鑫越电子
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副总工程师
  • 2015-8-10 11:07:55
 
我是来听课的。
lclbf
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LV8
副总工程师
  • 2015-8-10 11:41:57
 
好东西,谢谢分享。
dongganwen
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本网技师
  • 2015-8-10 18:11:22
 
李工,你这个计算表格可以用于原边反馈的恒流设计吗?需要改哪里才适合用?高PF的,改Ipk怎么改呢?
nc965
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  • 2015-8-10 18:42:06
 
与反馈和恒流与否无关,与是否PFC有关,你列出PFC工况的Ipk表达式即可求解。
zhu0401
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本网技师
  • 2015-8-12 07:55:17
 
李工,弱弱的问下,PFC后面2和1有什么区别?高功率因数用这个表这么设置?
nc965
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  • 2015-8-12 08:00:09
 
高P F C设置成2即可
zhu0401
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本网技师
  • 2015-8-12 09:47:04
 
谢谢。
nongfu
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高级工程师
  • 2015-8-20 23:27:48
 
请问李工,如果前级已经有boost PFC, 这个参数怎么选择?有其他设置需要调整吗?
nc965
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  • 2015-8-21 08:42:08
 
       Pfc=1,然后考虑工频纹波:
        母线上是有工频纹波的。最大工频纹波的幅度ΔV(峰谷差)与最大输入功率Pin、最低市电频率F、最小母线电容容量C(充分考虑老化降额)以及最低母线平均电压Voa有如下关系:           
              
            做成表格就是这样的:         
        

本帖最后由 nc965 于 2015-9-10 09:48 编辑

nongfu
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高级工程师
  • 2015-8-21 17:28:06
 
非常感谢!
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-2 14:03:55
 
如果带PFC的话,输出的纹波大小应该是跟环路有关的吧?这个公式是如何得到的?
nc965
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  • 2015-9-2 15:07:45
 
这里说的是前级为PFC,本级为反激的情况,前级PFC的输出电压=本级输入电压。与本级输出电压的纹波无关。
这个公式是如何得到的?能量平衡得到的。前级PFC的输出电压的工频周期内分布(纹波)不受环路影响,如果受环路影响,就不是PFC。
本帖最后由 nc965 于 2015-9-2 15:20 编辑

YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-2 15:22:45
 
一个普通反激的输出的工频纹波电压大小与环路有没有关系?
nc965
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  • 2015-9-2 15:25:47
 
王总糊涂,说的是反激的输入电压的纹波。不是说反激的输出。
反激输入电压的工频纹波,是不是多数反激变压器设计都不考虑?真不考虑的话,应该是很大一个漏洞!
你去看看155楼最后一段关于这个问题的说明。

871175170
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高级工程师
  • 2018-4-29 11:28:17
 
李工这个ΔV公式是如何来的,没搞明白。和 L2TI5YI2`6QL51B75MDPORD.png 有啥区别。
nc965
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  • 2018-4-29 15:48:26
 
前者是经PFC控制后、恒功率负载的输出波形,它接近一个滞后90度的正弦波(这个公式的推导过程没有保留底稿,需要的话可求助论坛里其他人)。
后者是整流桥输出、经电解电容滤波的输出波形,它接近一个锯齿波波形。
正弦波和锯齿波的波形都不一样,ΔV肯定不同。
二者的区别在于有没有PFC控制。

墨尘1
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高级工程师
  • 2016-2-21 16:43:04
 
斑竹,请问一下,什么叫做高功率因数?一般我们的电路不是分为有PFC与无PFC电路吗?有PFC的PF值一般我们取0.99,无PFC得PF值一般我们取0.55,我们公司这样取得!我不太理解1和2是什么意思?
nc965
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  • 2016-2-21 18:32:58
 
功率因数的含义请参考《电工基础》,百度也可以,这里的1或者2不是功率因数,其含义详见155楼推导过程,只是一个表格开关,要吗1,要吗2的意思。
lanjinqiu
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助理工程师
  • 2015-8-12 09:57:35
 
膜拜,楼主。
zhu0401
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本网技师
  • 2015-8-12 10:16:29
 
请问Bs是什么材质的?0.28T是在跟温度有关系吧?

nc965
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  • 2015-8-12 10:27:00
 
什么材质应该去问你公司的采购,0.28 是要实测确定的,与温度的关系你应该在实测时充分予以考虑。
wg249395523
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高级工程师
  • 2015-8-28 11:36:23
 
版主  磁芯参数怎么实测,要用到哪些工具?
nc965
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  • 2015-8-28 13:57:59
 
终于有人问到了关键点:磁对于变压器是非常重要的参数。都希望用好的磁芯,啥叫好呢?
你手上的磁芯究竟咋样呢?怎么知道是不是买到Y货了呢?怎么最大限度地用好它的潜能呢?
在《表格》里,仅仅只有一个与磁有关的参数,那就是磁饱和强度【Bs】。
这个参数不能凭估计,因为说了,它的影响与Ae等效,你估计一个Bs,如同去估计一个Ae,你靠估计的一个【Ae】不能够精确地去设计一个变压器。同样,你靠估计的一个【Bs】也不能够精确地去设计一个变压器。
前面已经有人对磁的影响做了分析阐述,内容多多,牵扯多多,什么温度啦、材质啦、气隙啦、频率啦、磁损啦、离散性啦。。等等。
所有这一切最终都可以归结一个【Bs】参数。因此《表格》里也仅有这一个与磁的性能有关的参数。
既然一个【Bs】参数代表了磁的全部特性,因此必须充分论证它的取值。
《表格》里给出了一个确定【Bs】的方法和原则,即:【C1】~【C6】,这是基于使用<电感偏流源>的测试方法:
(其实,只要知道了这套测试的含义,不用95%的控制标准、不用<电感偏流源>这个设备,也是可以完成这个测试的)

666.jpg
zuoshiyan1
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助理工程师
  • 2015-10-14 14:59:11
 
李工开课,膜拜之
小白_电源设计
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LV3
助理工程师
  • 2017-4-6 15:23:07
 
想问一下,磁芯的型号确定下来了,导磁率是不是就确定了?还是与温度有关?
nc965
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  • 2017-4-6 18:26:20
 
磁芯型号是指什么?PQ26?PC40?这个型号很多生产厂家,每家的参数有差距,同一家的不同批次可能有差距,不同品牌之间有差距,还有冒牌货,三无货,导磁率参数定不下来。
小白_电源设计
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助理工程师
  • 2017-4-6 19:55:45
 
这么复杂呀!真的学习这个好难呀!
zzzzyong
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助理工程师
  • 2018-5-11 11:48:41
 
李工,您好,后面句话是什么意思:  
            《表格》里给出了一个确定【Bs】的方法和原则,即:【C1】~【C6】,这是基于使用<电感偏流源>的测试方法:
nc965
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  • 2018-5-11 16:44:59
 
3楼有个计算表格,里面的内容。1楼的表格是简化后的,没有这部分。
lclbf
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副总工程师
  • 2016-8-19 16:47:18
 
若是计算是用0.28,实际温度高,重新计算变压器是不是要把取值变小,比如:0.25?
nc965
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  • 2016-8-19 23:48:19
 
nc965
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  • 2016-8-19 23:48:19
 
可以这样说吧,在所有取值中,有个最低温升的值。
lclbf
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副总工程师
  • 2016-8-20 08:06:41
 
如何选取?有规律吗?
nc965
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  • 2016-8-21 10:39:04
 
这个最低温升对应的Bs取值,也同时与最高效率、变压器最优化点、以及此帖所述方法的Bs取值大致对应。
Deshine
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  • 2015-12-17 16:21:45
 
常用的不就是PC40嘛
huxuzhan
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高级工程师
  • 2015-8-18 22:00:10
 
可能我级别不够,有些东西看不懂,比如最后的那几行,磁芯参数校正,不知道怎么用,那个电感量的单位还是mH,不知道怎么这么大的单位,。
nc965
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  • 2015-8-19 17:07:27
 
晕!搞错,是uH
不知道怎么用?从C1到C5 填数据而已。
墨尘1
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LV6
高级工程师
  • 2016-2-21 17:00:30
 
表格中,绕组匝数为什么是82?原边不是72?
nc965
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  • 2016-2-21 18:34:07
 
每个变压器是不同的,原边一般不是相同的匝数。
moses
  • moses
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LV6
高级工程师
  • 2015-8-19 16:42:33
 
有点反常规呀。
这样电源优化就变成对磁心材料特性要求的提高。
你会让蛮多电源设计师没饭吃的。
nc965
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  • 2015-8-19 18:52:43
 
反常规不要紧,只要不反原理就成立,况且不反点常规,就没有特色,就没有价值。
磁的问题对变压器而言其重要程度不言自明吧?不是一定要用好磁,而是要充分利用磁。
会让人家没饭吃?有这样大的药性?
XIAOTU80
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  • 2015-8-25 16:18:19
 
第4行,247.5,能给再多解释一下吗?最低输入电压
nc965
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  • 2015-8-25 16:22:46
 
【4】最低输入电压        Voll   点击帮助按钮有说明:
参数含义为:在整个运行范围内发生最大峰值电流 Ipk 的那个特定工作点所对应的输入电压
单级 PFC模式:按最低输入电压的峰值设置,比如最低输入电压是交流100Vac, 则应输入141.4V【根号2倍】-1.4【整流桥压降】=140V
普通低PF模式:按最低输入电压时本级输入电压的工频纹波谷底值设置,比如同样最低输入100Vac的低PF反激,桥后电解上纹波电压20V,则输入140【上述值】-20=120V
TM 过渡模式:按非连续模式向连续模式过渡的最低电压(转折电压)设置。

这里 247.5V 是前级采用了跟随PFC电路,本级在前级最低输入100VAc 时母线电压的工频谷底值。

                                        
        

看还有人不理解,就概括一句:说到底,这个参数【 Voll 】就是产生最大 Ipk 电流时的输入电压
huangtongyue
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LV6
高级工程师
  • 2015-9-13 21:03:27
 
还是没明白这247.5V是怎么来的?
nc965
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  • 2015-9-14 02:39:39
 
1、示波器测出来的;
2、如果反激之前还有PFC级的话,也可以通过132楼公式计算出来;
3、如果低PF反激之前只是个整流桥的话,也可以通过交流峰值跟有效值的关系计算出来,再减去纹波ΔV。
4、例子中这个电压(247.5V),大致相当于单电压(180~277Vac)低PF反激变压器的 Voll 。也就是说,以这个参数设计出来的差不多就是单电压反激变压器,可以直接使用。
就是:180×1.414-7【纹波】=247.5V。至于纹波ΔV究竟是不是7V,这唯一取决于你的功率和桥后电解电容容量的大小,这个公式谁来推导一下?

5.gif

这个事放了几个月也没人互动一下,今天有个私信求助:
jiaozhihongnihao:
想请教一个问题,25Vac-95Vac输入,输出功率350W,需要入口的电容容值多大?
nc965:
350W,就是350焦耳/秒=3.5焦耳/10mS,输入25Vac整流后峰值为34V,设纹波4V,电容1000uF,34V储能=34×34×1m/2=0.578焦耳,放电4V后储能=30×30×1m/2=0.45焦耳,即每1000uF可以提供的能量=0.578-0.45=0.128焦耳。而每个工频周期总共需要3.5焦耳,因此需要的电容量为:C=3.5/0.128=27mF。

按公式写出来就是:

ΔV=Vp-√(Vp2-Pin/F/C)

gongchangsheng
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高级工程师
  • 2017-4-11 10:20:03
 
您好,版主,这个公式中的:  Vp----是指最低输入交流电压乘以根号2


Pin--- 是指输入功率
F------是交流输入的工频,47-53Hz,取最大值,还是最小值?
C------是输入电容的总容量
我这样的理解对不对呢?
nc965
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  • 2017-4-11 11:40:36
 
理解正确,其中F就50吧,国内电网频率误差是很小的。
这个算法是按半周期放电、瞬间充电推导出的,而实际上充电要占用一定时间、导致放电时间不足半个周期,因此算得的△V和电容量C都会稍微偏大(几个点或更大),这正好与电解电容的标称误差(甚至老化降额)相适应,因此即使再考虑频率的误差,也可不用修正。


gongchangsheng
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LV6
高级工程师
  • 2017-4-17 17:01:33
 
谢谢李工的耐心指导。我近来在试着用你的这个表格来设计一个Fsw=60KHz(那颗芯片是固定频率),12V1A的AC To DC,180V-265VAC输入,用了EE19与EE20来做对比。结果如下图:
EE19-12V1A.png                EE20-12V1A.png
                     EE19                                                         EE20

在这过程中,我有几点还没有弄明白:
1. 对于原副边的线径的选择有什么根据?按照整层约束选出来的线径,不满足Irms的要求怎么办?
2.对于初次级的层数如何确定?是不是“骨架槽深/2/线径”?只要确保“所选出的线径*层数<一半的骨架槽深”,但又不能相差太多,就可以了
3.窗口系数这个参数是不是尽量越趋近于1,就越合理,但是不能超过1.
4.磁功率系数,有什么指导意义,合理的范围是多少?我看你的“36W反激例子”中,这个参数达到1.43了,按照热否决,是不是这个已经不合格了呢?
5.在EE20表中,我的计算得出的频率是60KHz左右,电压应力也在芯片的承受范围内(内部MOFET---730V),这是不是最优?
6.在EE19表中,由于频率相差太远,如果用EE19就得换芯片。还是可以再优化呢?

   望李工再次指导一下,不胜感激!!!


nc965
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  • 2017-4-18 16:26:23
 
1、对于原边的线径的选择可以先根据半窗口和载流密度大致预估一个值,范围可以很灵活,最后以层数、绕组并联数(在线包厚度修正计入)、窗口系数、磁系数、频率最后敲定。意思只要这些约束条件都得到满足,最后的线径一定是合适的,不会冲突。
2、副边的绕组一样,(不管有几个副边)大致占半个窗口,其中,层数、绕组并联数、载流密度、含义同上。可能有用铜带铜箔的,这时线径为槽宽,然后在线包厚度中按铜箔厚度修正。
3、是的,窗口系数越接近1,线包越饱满,用铜越足,载流密度越低,铜损越小,但超过1,可能被装配否决。你现在的问题是窗口系数严重偏小,是磁芯选择不恰当所致。
4、磁功率系数越接近1,磁芯越小,功率密度越高,磁利用率越高,还可能对应窗口越小,铜损、磁损增加,但超过1,可能被热否决。因为这个系数是经验公式,还需验证,还有散热条件问题,间歇工作问题,因此不能说超过1就一定不能用。最终是否合适,要实装测试确定。
5、两个设计的磁功率系数都偏小很多,即磁芯规格都偏大,这会增加成本和体积,但充分利用窗口的话,有可能提高一点效率,但并不显著,一般不建议。
6、关于电压应力的校核,不仅仅是开关电压、还有副边二极管反压,要靠调整匝比来双向校核。使用1楼表格更方便电压应力校核。需要指出的是,表格中的参数原边应力没包含漏感尖峰(一般会增加15%左右),副边应力没包含反压尖峰(与吸收有关)和意外工况、比如短路(须增加一个输出电压)、雷击。特请注意。
关于最优化,不是看原边电压应力,而是看整机效率,这主要与漏感(即工艺)有关、与气隙有关(即频率、电感量、匝数、匝比这些)、与磁有关(Bs)。意思是,工艺和磁都做到最好的情况下,要靠调整原边匝数的方法来确定一个整机效率最高的绕组结构。这才是最佳。
6、调整原边匝数(即原边电感量),很容易改变频率,改变到预定频率是很容易的事情。但是,要做到改变匝数后所有指标和约束条件都恰到好处,就可能有难度了,但办法是人想出来的,需要的是你的机智,线可以并着绕(双线到N线并都可以),也可以扁(多股线或铜箔),绕组可以并(不改变匝数只增加厚度),甚至同一绕组每一层的线径都可以不同(在出线端转接),总是有办法的。再怎么也不至于换芯片去适应变压器。

gongchangsheng
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高级工程师
  • 2017-4-20 16:52:35
 
谢谢李工了,我自己慢慢体会了,到时有什么不明白的,再向你请教....
小锋学电源
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本网技工
  • 2018-3-5 16:53:21
 
你好  版主
                ΔV=Vp-√(Vp2-Pin/F/C)这个公式可以理解,如果想通过这个方法计算桥后电解的大小的话,需要先已知ΔV,但是ΔV又和后面的功率以及电解的大小有关,这样的话ΔV没办法已知了,是不是电解的大小一般都不通过这个方法来计算,都是预估的值? 一般是不是先已知了桥后电解的值后,来计算ΔV?

nc965
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  • 2018-3-5 17:38:50
 
你这样理解:计算目的就是控制ΔV(即Voll),而不是电解容量,ΔV的大小涉及到效率和成本,电解容量也是,最终是个最佳性价比的经济问题。
BaochengD
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高级工程师
  • 2018-7-9 15:13:06
 
版主您好,从原理上来看,整流桥后的滤波电容越大滤波效果,那么在不考虑价格的话,是否可以尽量多并联几个滤波电容增大容量?
nc965
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  • 2018-7-9 15:16:16
 
太大除了价格不利以外,启动困难也是很暴力的。
BaochengD
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高级工程师
  • 2018-7-9 15:27:27
 
弱弱的问一句,什么是启动困难?是指电容太大导致上电后电容达到稳定充放电电压的时间比较长吗?
nc965
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  • 2018-7-9 16:35:17
 
电解起始电压为0,而输入电压可能400V,回路阻抗比如0.1欧姆?你用欧姆定理算算电流先
BaochengD
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高级工程师
  • 2018-7-9 21:35:30
 
哦哦,我懂了,谢谢您。
hedu1211
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本网技工
  • 2017-5-19 13:40:05
 
我看了上面输出功率是350W,那么输入功率就不止350W,那么算出来的电解容量应该更大一些。
lvjlong
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  • 2017-12-12 08:21:59
 
李工:
      请教一下34V储能=34×34×1m/2=0.578焦耳 (焦耳定律Q=(U*U/R)*T)你这里的2指的是什么?
nc965
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  • 2017-12-12 12:00:45
 
电容储能Ec=0.5CV2
/2即0.5
mingchristian
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  • 2016-1-15 08:58:33
 
单级 PFC模式:按最低输入电压的峰值设置,比如最低输入电压是交流100Vac, 则应输入141.4V【根号2倍】-1.4【整流桥压降】=140V
普通低PF模式:按最低输入电压时本级输入电压的工频纹波谷底值设置,比如同样最低输入100Vac的低PF反激,桥后电解上纹波电压20V,则输入140【上述值】-20=120V
           TM 过渡模式:按非连续模式向连续模式过渡的最低电压(转折电压)设置。


以上能懂,
        这里 247.5V 是前级采用了跟随PFC电路,本级在前级最低输入100VAc 时母线电压的工频谷底值。



还是没懂这个247.5是怎么来的。能请再讲解一下吗


跟随PFC电路是填谷?
nc965
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  • 2016-1-23 22:06:33
 
百度“跟随式PFC”,命中率不高。
普通PFC,无论输入电压多少,输出电压一般都是400V,这个400V,是最高输入电压(比如277Vac)决定的。
跟随式PFC,当输入电压277Vac时,输出电压也可能也是400V,但当输入电压只有220Vac时,输出电压可能降到360V,当输入电压只有100Vac时,输出电压可以降到240V。降多少?如何跟随?是设计的某种考虑,这里247.5V,就是例子中的一个实测值。为什么要跟随,唯一的目的就是提高效率,因为我们知道,Boost电路升压比越低效率越高。

需更多的了解,可参阅:
基于L6562的跟随式PFC例
本帖最后由 nc965 于 2016-7-4 10:03 编辑

gsygsy194615
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初级工程师
  • 2016-7-3 19:02:41
 
不知道是不是我见的少了,发现很多方案都是普通式PFC方案,是为了维修方便?稳定性?我用的6562,6563,4863等都是,按原理应该跟随式更好呀,明wei和台达的拆机也是。楼主请帮忙解惑。
nc965
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  • 2016-7-3 21:29:49
 
按原理说跟随式更好,只是对Boost而言,而一般情况下,增加一级Boost的PFC效率是很高的,特别是大功率单电压的标准设计时。
跟随式的适应范围显然是全电压应用,而这类应用一般都是功率较小的。
即使小功率全电压应用,跟随式也有适应限制,
比如LLC,它就不适应输入电压变化太大,
反激也没有输入电压适应性问题,况且反激前面加PFC是很少的。
唯有Buck做后级,貌似才与跟随式PFC刚好吻合,效率可以做得很高。

XIAOTU80
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  • 2015-9-1 12:27:05
 
这个计算表格,我用起来不习惯。
还得用自己常用的方法来设计。
nc965
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  • 2015-9-1 12:58:15
 
常用的方法。到细节处,仍然还就是这个表格。
black_cheung
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副总工程师
  • 2015-9-7 16:01:17
 
这个是李工制作的表格吗?
nc965
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  • 2015-9-7 16:12:28
 
是的,比较原始了,不美观
rensheng
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高级工程师
  • 2015-9-15 16:47:47
 
路过,学习一下。
huangtongyue
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高级工程师
  • 2015-9-15 22:06:01
 
大师,这个表格能用于单级PFC反激变压器的设计吗?
nc965
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  • 2015-9-15 22:35:05
 
当然可以
johnxih
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副总工程师
  • 2015-9-18 22:07:13
 
以前用的是某知名半导体厂家提供的一个表格,后来自己写了一个计算书,不过李工的这个表格比较直观,收藏了,谢谢!
XIAOTU80
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  • 2015-9-20 14:27:45
 
发到最后去,这里的删除
本帖最后由 XIAOTU80 于 2015-9-20 14:32 编辑

llyzl0
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  • 2015-11-4 16:05:43
 
表格中的槽宽和槽深怎么看的?
nc965
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  • 2015-11-4 22:07:52
 
1、槽深H槽宽B不是根据磁芯来确定,而是根据骨架(实测)来确定
殷子
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  • 2015-12-1 09:57:41
 
不错不错,谢谢
lmyyjx
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  • 2015-12-11 09:11:25
 
详细讲讲怎样使用的
nc965
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  • 2015-12-11 11:48:37
 
400多楼了,还不详细?可能楼层有点乱,我也没办法啊,将就着看吧。
chenshuhui209811
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  • 2015-12-13 11:49:59
 
把一些关建的东西搞上来
rongshengju
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  • 2016-1-3 17:24:05
 
支持!!!!
ashima224
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高级工程师
  • 2016-6-3 11:05:17
 
这样就结贴了?BS测试方法还没讲呢。
nc965
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  • 2016-6-12 11:50:53
 
150楼,334楼。
gongchangsheng
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  • 2016-6-12 11:46:03
 
学习一下,谢谢版主
sunwel4305
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助理工程师
  • 2016-7-2 15:28:25
 
你好,这并联数随便写多少,如果1,2,3对你下雨每层多少圈没有变化??什么原因??帮忙看一下。
QQ截图20160702152657.png
nc965
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  • 2016-7-2 17:26:59
 
是的,你想改变匝数,就不要并联,你不想改变匝数,只想增加截面、或者三明治,你就并联。
如不理解,可参考阅读579楼起
本帖最后由 nc965 于 2016-7-4 10:42 编辑

lclbf
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  • 2016-8-25 22:02:31
 
李工,帮我看看我这个设计表格有没有更好优化的。输入全电压,输出42V0.28A,也就是输出8-12W.需要过EMC.
本帖最后由 lclbf 于 2016-8-25 22:04 编辑

QQ图片20160825220334.png

反激变压器计算表格.pdf

342.14 KB, 下载次数: 1239

nc965
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  • 2016-8-31 18:23:00
 
你这个离最佳差距太远,首先频率太高,效率就不会高,帮你算了一个,自己对比:

12W反激变压器.xls

25 KB, 下载次数: 1366

lclbf
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  • 2016-9-1 11:17:06
 
谢谢!我下载你以前的表格没有输入最高电压,现在你给我计算的里面有个最高输入电压,这个对计算结果又没有影响?还有我是不是把整层和整匝理解错了,我开始计算出也有半匝,反复修改成整数匝,我看见你的计算也有0.5匝,这个是不是可以忽略?另外我和你的变压器骨架槽宽和槽深参数也不一样,不同的厂家有区别,这个对计算有没有影响,实际中我们是按照小的槽宽和槽高计算吗?还是要有要求,一定按照计算是时候确定的槽宽槽深?还有里面的窗口系数是去多大合适,太大绕线困难,太小绕线少,有啥影响?
nc965
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  • 2016-9-1 22:08:22
 
给你这个表格计算原理是一样的,进一步做了简化,取消了反射电压的迭代试算,直接引入最高输入电压得出(只影响)原边付边电压应力。
槽宽、紧密系数、窗口系数做了概化,可满足一般情况。就是说,根据表格算出的匝数,在实际绕制中可能有1匝的误差,因此一般不用去纠结半匝的问题,以实际绕得出来且尽量紧密为准。窗口系数仅作参考,大约为1是一定绕得下的。

qazzw02
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本网技工
  • 2016-8-31 14:49:48
 
峰值电流Ipk是临界模式,如果是CCM或者DCM时改怎么计算?
nc965
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  • 2016-8-31 21:27:10
 
在【4】最低输入电压栏设置
达文西tf
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  • 2018-5-4 16:16:42
 
你好上次也是按照您的表格来设计变压器的,现在想弄一个36W的,能再帮我核对下嘛

你好,上次变压器也是按照你这个表格来着,效果还不错,这次您帮我看下30来W的能再帮我核对下嘛 ...

你好,上次变压器也是按照你这个表格来着,效果还不错,这次您帮我看下30来W的能再帮我核对下嘛 ...
nc965
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  • 2018-5-5 10:16:12
 
自己对比:

f9.jpg
达文西tf
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高级工程师
  • 2018-5-5 16:54:41
 
你好,前辈,奇怪,我按照你的参数,从新下载下表格跟你填的数据一模一样,为什么差别这么大,您看下,问题出在哪里
1.png
达文西tf
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高级工程师
  • 2018-5-5 16:56:21
 
一样的数据为什么线包厚度修正和窗口系数差这么多?

nc965
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  • 2018-5-5 18:27:43
 
绿色是输入栏(6楼),线包厚度修正多少要你输入,你输入的是啥?依据是啥?
lclbf
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副总工程师
  • 2016-11-15 19:42:00
 
我用这表格算了些变压器,效果不错,使用中发现两个问题。1、原边控制的IC,恒流效果不好,输入电压变化,输出电流变化很大。2、算出来的频率和实际测试出来的有出入。不知道是不是使用中哪里出了问题。恒流效果不好,是不是占空比大了有关系。
nc965
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  • 2016-11-15 20:19:16
 
原边控制恒流效果不好,你是指线电压调整率不好,这有芯片方面的原因,也有运行参数方面的原因,但少有变压器方面的原因。
1、如果芯片里没有做线补偿,你要自己加。
2、运行方面的问题很容易发现,你看看是不是都在第一个谷底导通,如果不是,就是这里的问题。这个问题主要是板上噪音较大、或者频率太高,谷底检测失灵所致。

lclbf
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  • 2016-11-15 20:33:29
 
另外算一个变压参数就可以了,其他元件都没有改变。我遇到个两次。第二次我前后变压器都是用你的表格算的,后来发现算第一个变压的占空比大于0.5了。所有后面我有占空比大造成的想法。关于你提到的2个问题,IC没有线不,要自己加,在IC外面,原变的IC如何加,能给个图吗?对于你说,运行方面的问题很容易发现,你看看是不是都在第一个谷底导通。你的意思是都要在第一个谷底导通(或者第二个,第三个谷底,只要是谷底就行),否则就是布板或者噪声引起的,也就是有的人说的系统不稳定?
nc965
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  • 2016-11-15 20:39:19
 
这个计算表格一定是与实际工况对得上的,因为它是以实际绕组结构为基础的计算。如果有任何对不上,一定是其他方面的问题。如果计算出来占空比大于0.5,那一定会达到0.5以上,有什么关系呢?谁说不能大于0.5?
lclbf
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  • 2016-11-15 20:42:26
 
我两次计算的变压参数不同,后面的电流调整率好,是啥原因呢,在使用的时候要注意些啥问题,我后面遇到了,好好看看两次有啥不同的关系。
nc965
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  • 2016-11-15 20:45:43
 
主要看谷底,这里不正常,是干扰和频率所致,变压器的参数决定频率、结构影响噪音,看是不是这个问题。
nc965
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  • 2016-11-15 20:43:17
 
这个帖子里我刚好才发了一个图:其中有线补偿。
单级PFC IC(固定TON,可调频率)与低P IC (固定频率
亦如三秋
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  • 2016-11-21 10:05:11
 
哇,感觉资料好多,顿时看不完
jingjingjiang
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本网技师
  • 2016-11-21 13:31:26
 
这个非常好,学习+复习一下
weiweihua1501
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  • 2016-12-19 17:28:19
 
这里原边线圈不需要满足Ipk的耐流吗?还有副边不是有1A的电流吗,为什么只用11股0.17mm的线呢?我查表看到0.17mm耐流只有0 .079A左右呀,这样算下来不是只能耐流0.869A的电流吗?

weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-19 17:31:02
 
不好意思,这个回复与上面楼层相差比较多,这里说的表格指的是3楼的表格
nc965
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  • 2016-12-19 17:51:19
 
这个问题请参阅 63、490、501、591楼,载流密度是不重要的。
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-20 11:13:45
 
但是在选择线径的时候该以什么为标准呢?如果只是以整层约束与匝比为约束的话,线径可以选取的范围不是太对了吗?
nc965
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  • 2016-12-20 11:17:29
 
还有一个窗口约束,胖瘦合适的意思,绕的下、窗口利用率。
weiweihua1501
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  • 2016-12-20 11:18:38
 
这里的原副边线圈的用铜量、窗口利用面积是单指其中一个副边吗(对于多个副边线圈来说)?
nc965
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  • 2016-12-20 11:36:58
 
原副边线圈的用铜量、窗口利用面积,就是指原边和副边,不管几个副边,所有副边之和大致与原边相等。
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-20 11:44:17
 
可是对于多输出的反激来说,既要满足整层约束,又要满足匝比关系,做到用铜量与窗口利用面积大致相同不是很难的吗?


nc965
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  • 2016-12-20 11:46:07
 
大致后面还有一句话,叫:很大致,不必求准。意思是这个事不重要。
dongxia620
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  • 2017-6-23 10:27:59
 
李工,VCC供电绕组匝数一般较少,也要满足绕满一整层吗?
nc965
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  • 2017-6-23 10:46:30
 
189楼
gxg1122
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  • 2017-5-15 16:23:01
 
比较好,多谢
selfhelp
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  • 2017-10-26 11:27:25
 
文件似乎损坏了,打不开呢
cyx7610
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  • 2018-5-7 20:44:42
 
下载,收藏起来。
烟花易冷
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  • 2018-5-13 20:07:10
 
有几个问题不是很明白,希望李工解惑:
1.关于9-13步,前辈的磁芯型号是直接写上去的,并没有给出具体的过程,这样显得很突兀,能不能把具体的过程给出来?
2.关于线径,前辈也没有给出具体的计算公式,能不能按照流过导线的有效值电流与500圆密耳有效值安培(匝数较少时,300圆密耳每有效值安培)计算线径?
nc965
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  • 2018-5-13 20:29:53
 
1、磁芯就是直接选的,先可以凭经验大致估计一个规格,这个磁芯的表现在最后一栏【磁功率系数】给出满意度评估值。
2、线径也是直接选的,是所有后面参数的计算前提,同样你可以凭经验先给一个值,是否合适?是否最佳,就是靠它调整。
意思:这个表格就是用来让你计算出最佳磁芯规格和最佳线径的。你预先估计的、或者什么方法计算的都可能是不对的。对不对?是不是最佳?放进表格计算了才知道,事先可能不知道。
或者说,事先知道的,多半不是最合适的。300圆密耳每有效值安培就是行?也许对这个变压器是320、对另一个变压器450圆密耳每有效值安培才是最佳的。
DDqc2015
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  • 2018-9-5 16:09:10
  • 倒数10
 
李工,表格有公式不太理解
原边匝数
N1
m1p1B/d1
72
计算匝数的公式N1=m1p1B/d1出自哪里?但是计算表格用的=INT(H19*H14/H17*H18*2+0.5)/2 ,带出来是(m1p1B/d1*2+0.5)/2,是为了好取整加的0.5?

期待李工的回复,谢谢
nc965
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  • 2018-9-5 16:36:42
  • 倒数9
 
嗯,按0.5匝取整,这是支微末节了,不重要。
DDqc2015
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  • 2018-9-6 19:53:58
  • 倒数7
 
N1=m1p1B/d1出自哪里?不太理解
nc965
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  • 2018-9-6 20:42:42
  • 倒数6
 
槽宽为B,铜线径为d,铜所占空隙比例为m,绕p层,求可绕匝数N=?出自小学生作业题。
饭桌长B=1.5米,每个小朋友肩宽d=0.25米,肩宽占活动范围的m=50%,面对面可以座p=2排,求每张桌子可以座N=?个小朋友吃饭.
nc965
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  • 2015-8-10 12:23:55
 
       这个计算表格表达了一种最直接的、最简单有效的、最实事求是的设计思路和设计步骤(其中绿色为数据输入栏,黄色为设计结果)。
        需要输入的参数已经简化到最少,绕组是窗口内的真实结构。最重要的是,它不需要事先去确定频率、原边电感量、最大占空比等参数,因为这些参数实际上是由绕组参数唯一决定的,而绕组又是真实的,因此这些参数与实测才是完全吻合的。
        很多人在反激变压器面前犯糊涂,很大程度上就是在要被迫事先确定这几个参数时产生的冲突。
        或者换句话说:
        特别提示1:凡是要事先确定频率、原边电感量、最大占空比的设计方法,一定是有问题的方法。
何仙公
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  • 2015-8-10 14:46:33
 
不理解最低频率!
nc965
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  • 2015-8-10 15:08:36
 
对于临界模式的反激,要输出同样的功率,输入电压越低,电流越大,Ton越长,Toff越长,频率越低。即:最低输入电压对应最低 PWM 频率。即:频率是随着输入电压变化而变化的。这时你可以用示波器在最低输入电压下观察到这个频率。
对于固定频率 F0 的控制模式,这个最低频率意味着整个系统的极限(最不利工况)工作点。
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-2 14:13:41
 
没看懂李工的意思,对于固定频率的来说,本来就一个频率,何来最低频率对应着最不利的工作点之说?
nc965
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  • 2015-9-2 14:50:55
 
固定频率时,输入电压降低,要维持输出功率,输入电流增加,导致 Ipk 增加。即:最低输入电压 Voll 对应的就是最大 Ipk ,这就是对应的最不利工作点。
nongfu
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  • 2015-11-21 23:31:32
 
固定频率,最低输入电压,最大输入电流,最大占空比。最不利工作点。
weiweihua1501
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  • 2016-12-28 19:46:30
 
李工,固定频率下,工作频率比计算的表格中的最小频率还要小一倍,会出现什么情况呢?
nc965
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  • 2016-12-30 09:37:29
 
频率以高低论,不以大小论
weiweihua1501
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  • 2016-12-30 10:28:12
 
那李工,固定频率下,使用的频率比表格中计算的最低频率还要低1倍,会出现什么情况呢?
nc965
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  • 2016-12-31 22:02:39
 
线细了,感量大了,进入连续模式了
weiweihua1501
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  • 2017-1-3 09:47:37
 
线径我是按照耐流选择的,原边感量的话我是按照整层约束来绕的,峰值电流也是跟功率与输入、反射电压决定的,也没有问题呀,这些也没有跟频率有关系呀?我现在出现的情况是驱动波形缺失,,有部分驱动波形是没有的

nc965
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  • 2017-1-3 19:42:18
 
可截图来看
black_cheung
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  • 2015-9-7 16:18:55
 
这个有点不理解,不应当只是临界模式,DCM都应当适用?
P=1/2*L*f*I^2
Vin小,I大,f小。

临界模式可否理解为duty不变?

nc965
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  • 2015-9-8 11:03:55
 
断续模式是因为某种无奈,断续时间 T0 时间内变压器啥事也不干,是一种资源的浪费。
除了特殊情况有人想在 T0 时间段内干点啥别的事情以外,断续模式多半是因为固定频率模式、副边恒流算法等需要被迫产生的。
在这些情况下,之所以要保留断续模式,是因为要保证某个最不利的特殊工况也不能进入连续模式,这个最不利的特殊工况下就是临界模式,而其他工况可以是断续模式。
这个最不利工况是临界模式,也是反激变压器设计的控制工况,也就是为什么即使是断续模式的反激仍然要用临界模式来设计的原因。

lahoward
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  • 2015-12-2 14:29:17
 
偶尔点进来浏览一下发现这完全是在误导,说什么断续模式是因为某种无奈可见楼主对断续模式并不理解。
nc965
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lahoward
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ckj_ck
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李工你好,
还请请教一下,副边恒流算法具体指的是??
nc965
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  • 2015-12-5 20:53:42
 
这说法不太严谨,应该是原边控制的恒流算法。
反激变换器,在原边控制使付边输出恒流,没有光耦反馈时,有的芯片采用原边电流的某种比例方式来控制输出,这时就不能在谷底导通了,而进入不同程度的断续模式。


ckj_ck
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  • 2015-12-5 21:22:09
 
李工,您说的是指恒压源么?
如果是恒压源的话,输出电压是固定的,那么副边电流不就只和负载电流(由实际负载大小决定)和电容产生的纹波电流有关么?

对了,李工你说的是不是峰值电流控制模式啊?这样能够把副边LC滤波器看作是恒流源,一定程度上可以看作是单极点系统,而不是LC双极点系统了。(忽略电容的esr)
nc965
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  • 2015-12-6 09:53:20
 
不是恒压,是原边反馈输出恒流,满足输入输出电压的大幅度变化、输出都要恒流。是单周期控制,在临界模式以内(不进入连续模式)解决问题。这类问题,现在已经可以做成QR模式了,但有些老的芯片还是断续模式。
再具体一点,原边峰值电流控制了,在原边不能侦测到付边电流,但可以侦测到付边二极管续流时间 Td,只要把 PWM 周期 T,控制在比如 T=2.4Td,付边就恒流了(记得大致是这个意思)。
本帖最后由 nc965 于 2015-12-6 10:09 编辑

ckj_ck
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  • 2015-12-6 10:31:15
 
李工,多谢讲解啊。
不过为何只要把 PWM 周期 T,控制在比如 T=2.4Td(副边二极管续流时间),付边就恒流了呢?
可否推荐一个这方面的paper我仔细了解一下~
nc965
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  • 2015-12-6 10:34:03
 
因为这样的控制,单位时间内付边得到的电流都是恒定的,与输入输出电压没有关系了。
ckj_ck
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  • 2015-12-6 16:45:09
 
还是不怎么明白,就算这么说,那么周期具体怎么定呢,感觉这不是一言两语说的清的吧
还望李工给份相关的paper或者如果有相应的书里讲到,推荐下~
十分感谢~
nc965
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  • 2015-12-6 21:11:12
 
不用去找专著,只要是这个模式的芯片,其数据手册上应该都有讲。
ckj_ck
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李工,还请教下~这个模式指的是,断续模式?还是副边恒流模式?还是峰值电流模式?还是BCM?最好副个英文名,方便搜索对应paper,多谢李工啦~
nc965
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PSR 恒流
ckj_ck
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好的,多谢李工~
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ckj_ck
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  • 2015-8-10 15:31:26
 
感谢李工精彩的讲解。
但是我对黄色标记的话比较有疑问。
我做设计的方法,都是按照pressman的书中指出的方法。先通过原边MOS的电压应力来计算出所需匝比,接着算出最大Ton,然后根据设计需求的Pout来计算出原边的电流有效值。
假设工作在接近DCM其实是CCM时(为了简化计算),这时原边的有效电流是最小的。这时可以算出初级电流最小和最大导通时间下,满足设计需求的原边电感值。








既然知道了所需要的电感值,那么再根据变压器磁芯的参数,设计变压器就是一件顺理成章的事情了。


如果按照李工您所说的,那么pressman的设计方法就是有问题的咯?
但是我按照这种设计方法设计出来的参数,放到saber里去仿真,能够和我计算出来的理论值惊奇得接近。(近期我再去把我实际的板子参数改一下,就能看到实际情况了)
nc965
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  • 2015-8-10 15:36:21
 
它的问题在于:要得到你事先需要的电感量,你必须磨气隙,磨多少?不是按性能,而是按电感量,而这个人为的电感量可能不是效率最高的,漏感最小的。
也就是说,按这个方法设计出来的变压器可能(多半)不是最佳的。
ckj_ck
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  • 2015-8-10 15:44:30
 
在一开始设计的时候,就让设计不超过磁芯的饱和值,那么不就不用磨气隙了?
这样的话不就不会带来多余的漏感了么?
不知道李工您为何说必须磨气隙来达到电感量呢?也可以通过改变匝数来达到啊???在绕制的时候就实测一下,以作确认。
nc965
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  • 2015-8-10 15:47:09
 
对了,不超过就行,“就行”不等于“最佳”,作为工程师,仅满足于就行还不行,要最佳才行。
ckj_ck
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  • 2015-8-10 15:48:05
 
也就是说,李工您的意思是要和气隙配合起来才能最佳?
nc965
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  • 2015-8-10 15:49:50
 
当然,当一个变压器的设计再没有任何优化的余地的时候,就达成目的。
ckj_ck
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  • 2015-8-10 16:03:43
 
那么在出理论所需要的电感值后,再计算变压器绕组具体参数,选择骨架和磁芯的时候,就联合气隙一起加到理论计算中去,先计算出一个理论值,通过理论来使设计余地最小化,在通过实际的实验来验证和修改,这样不就可行了吧?还是说有欠妥的地方?按照设计表格来同样也只是设计出理论值啊。
nc965
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  • 2015-8-10 16:07:47
 
这个计算表格里,参数都是实际的,哪里有理论值?只能说,频率、电感量、占空比都是根据实际绕组的参数、通过理论公式得到的设计成果(而不是设计依据)。
ckj_ck
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  • 2015-8-10 16:13:20
 
嗯,我的意思就是在设计出所需电感量后,同样按照这些表格中的数据来设计出实际所需的匝数和气隙,和选择出最合适的磁芯和骨架。
nc965
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  • 2015-8-10 16:19:47
 
“设计出所需电感量”  可能不是性能最佳电感量。
ckj_ck
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  • 2015-8-10 16:33:30
 
李工,咱们可否换个角度思考。
既然设计所需的电感量,可能不是性能最佳电感量。
那么我们反其道而行之:
通过磁芯骨架的选取和气隙的确定,来使这个电感量配合这些磁芯骨架变为最佳。
理工您觉得这样如何?
nc965
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  • 2015-8-10 16:35:31
 
可以这样认为,最佳的话,就是电感量的最佳化,你坚持不变电感量,就无法最佳。
ckj_ck
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  • 2015-8-10 16:39:51
 
哦哦,好的,多谢李工指点~~~
nc965
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  • 2015-8-10 17:05:26
 
最起码,通过上述计算方法,我们可以肯定原边电感量并不是设计必须,为什么要找这个冗余的参数来禁锢自己呢?
ckj_ck
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  • 2015-8-10 17:13:21
 
因为我基本都是以pressman的switching power supply design third edition这本书为设计参考的。而这书上就这么一个唯一的设计方法呢
ckj_ck
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  • 2015-8-10 19:22:41
 
李工有没有推荐的与之互补的书籍呢?
nc965
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  • 2015-8-11 08:57:28
 
估计你是不是想知道这种设计方法的出处。
这样说吧,设计方法是基于对拓扑原理的正确理解为基础的,拓扑原理的正确性是唯一的,而设计方法可以是很多的,几乎每个工程师的设计方法都会有些微的差别,多少都会养成自己独特的设计方法。
其中,教科书提供的方法也不失为一种方法,但也不是唯一的方法,不同的教科书可能有不同的方法,教科书的方法更偏重于对理想拓扑的完全复制,而实际情况不一定是理想的。
举例说,你按你的方法计算出了一个电感量,磁芯,匝数,气隙。你可以仿真得到完全吻合的结论,但是一旦要实现真实的变压器,一大堆问题就来了,如何绕出设计的匝数?多半绕不出来。合理的绕组并不总是有解的。
qq80644864
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  • 2015-8-11 14:08:07
 
首先你要有那么多时间去优化
nc965
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  • 2015-8-11 20:13:01
 
3~4个百分点只是一念之差,对大忙人也许是无所谓的。
qq80644864
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  • 2015-8-12 08:02:39
 
电源只是个折中的过程而已,对我来说能提1个点就好了,所以,基本上算出来也就用了。能提3-4个点,是设计不良吧
nc965
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  • 2015-9-10 11:47:08
 
刚好有个效率相差3~个点的例子,大家帮看看是哪里设计不良了?
B6663用于led恒压恒流的反激式变压器设计

本帖最后由 nc965 于 2015-9-10 11:53 编辑

qq80644864
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  • 2015-9-10 14:04:37
 
各人设计理念和考虑方面不同,没必要一定就争个对错,你要说你能提3-4个点,那你就去提
pq2620
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  • 2015-8-13 09:02:44
 
反激变压器的电感量和初级匝数也有一定的关系的。
lclbf
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  • 2016-6-7 17:32:47
 
李工的方法是先算变压器初级匝数,再算初级电感量。我们常采用的方法是先算电感量,再算匝数。刚好和你相反。
as8793765
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  • 2015-8-15 13:00:00
 
我在用saber仿真的时候发现,电压、磁芯一定时,匝数越少,磁芯饱和的时间就越短。然而峰值电流却不是很高。增加气隙的话,峰值电流能提高,饱和的时间不变(匝数不变的话)。虽然不知道为什么,但是我觉得应该:用匝数来调整频率,用气隙来调整功率
nc965
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  • 2015-8-15 16:35:51
 
置漏感于不顾就是你说的这样,而漏感之于反激,那就是命,岂能不顾?
as8793765
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本网技师
  • 2015-8-19 10:45:48
 
我一直在在仿真,都还没做过实物,就是在纠结这个漏感到底有多大长什么样。。
black_cheung
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  • 2015-9-7 16:24:12
 
我的理解是
L=Al*N^2
一般地,给定初给圈数
按上式算出来的L会大于等于我们所要的电感量
所以,要磨气隙?
nc965
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  • 2015-9-13 08:29:46
 
你这个公式涉及到一个核心问题,公式本身貌似经典,没什么问题,实际上它隐含了一个很大的问题,没有告诉你。
啥问题?
事实上 Al 这个参数,是 N 这个参数的函数,而 N 这个参数,除了影响 Al 以外,它还影响其他几乎所参数,是个牵一发而动全身的参数。
Al 是 N 的函数,是因为 Al 是气隙的函数,而气隙是 N 的函数。而气隙就是反激变压器设计和最优化过程中最关键的因素。

dxc110121
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本网技工
  • 2015-9-21 10:19:13
 
知识好博哦,现在感觉自己就是个渣渣
wjtshine
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本网技师
  • 2015-9-18 23:30:21
 
你好,请问你有这么面的计算变压器参数的资料吗?我看了好几套公式计算出来结果都不一样,这个还是要有正确的公式算一下大概的参数,然后再调整。
nc965
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  • 2015-9-19 08:24:19
 
各种公式算出不同的结果,这已经说明靠公式先算出一个大致参数的方法是有问题的了。
还是那句话,这些参数你先算出来没用,他最后都是由绕组参数确定的。
因此,如果你非要先算个啥的话,建议你先按适当的载流密度算个原边线径出来,再放进《表格》计算,其它参数多半就是较合理的了。

ckj_ck
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  • 2015-9-19 19:54:34
 
赞同~~~
lclbf
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副总工程师
  • 2016-6-7 17:35:54
 
在反激中如何选取电流密度?
nc965
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  • 2016-6-7 18:10:20
 
导线载流密度并不是变压器的控制参数,在本文所述计算方法中,载流密度可以作为一个切入点,比如先选 5A/mm2 的密度按大致半个窗口简单估算一个原边匝数,得到第一个绕组结构。在后续的优化过程中,最终优化以后的实际绕组结构所对应的可能是另外一个载流密度,既然此时变压器是最优的,那么此时的载流密度一定就是最优的。
zyzoops
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  • 2015-12-6 17:07:08
 
老曹?


ckj_ck
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  • 2015-12-6 20:22:10
 
嗯,你是?
zyzoops
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  • 2015-12-8 11:18:17
 
DAYUAN一般人我不告诉他
ckj_ck
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  • 2015-12-8 11:31:38
 
哈哈,好
下铺残哥
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  • 2016-3-22 10:35:34
 
你好,我套用你的公式计算了我们采用供应商的现行一款变压器。电感值比较接近的。

我想问一下。公式中Lp是初级线圈的电感量吗?

我计算时Vdc是按min来计算的。

nc965
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  • 2016-3-22 11:58:34
 
是的
下铺残哥
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初级工程师
  • 2016-3-22 13:53:30
 
谢谢
ckj_ck
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  • 2016-4-2 12:40:33
 
对,Lp是初级线圈的电感量
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-11-2 15:09:54
 
请问可以给一个saber的安装包吗?在网上找到的都不是太能用。
小凡凡
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  • 2015-8-11 20:45:11
 
凡是要事先确定频率、原边电感量、最大占空比的设计方法,一定是有问题的方法。
我也是这么认为的,只有自己多绕变压器才能体会到这一点
建议计算表格中增加气隙尺寸这一栏,另外把BAC这一项单独给出来。

nc965
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  • 2015-8-12 09:59:58
 
       非常高兴来至一线的工程师的肯定,说实话,在一开贴就冒然提出这个观念,就担心不会被大多数人接受,自己恐怕又要唱独角戏了
        实际上,对于这样不要事先依赖推导频率、电感量等参数的设计方法,是我对下面工程师的基本要求,凡是你的计算表格里出现了这类设计依据,都会让其返工重来。之前的 Buck、BoostPFC 他们都完成了,这个反激稍微复杂点,由我亲自操刀。
        基本事实是,是真实的变压器、变压器的实际绕组结构决定这些运行参数,而不是相反。
        从数学分析层面讲,频率、电感量、占空比这样的运行参数,是绕组(包括磁)参数的函数:
        
        [运行参数矩阵] = f [绕组参数矩阵]
   
        你一旦把某个函数值放到函数的矩阵中,必然产生迭代,迭代的本质就是一种冲突,迭代算法一定是啰嗦的算法,迭代不一定是收敛的。更何况,绕组参数这样的函数多数是不连续的,离散得很厉害,导致你甚至连第一次迭代都无法进行,于是,纠结和痛苦即由此产生。正因为这个原因,才说它一定是问题的方法。有啥问题?就是拿着帽子去找脑壳的问题,也许正合适,多半不合适。
        
        给出的这个《表格》中貌似也出现了一个迭代,那就是反射电压 Vr,既是设计依据也是设计结果,但这并不是真正的迭代,只是对匝数的整数性质引起的误差的现场修正而已,迭代一次即可完全收敛。

        论坛里很多很优秀的反激案例,楼主都给出了表面看上去貌似很合理的变压器计算步骤,天衣无缝,恰到好处,是真的吗?我感觉多半是逆向运算得到的结果,你只要稍微改变一下参数,比如输出电压降低20%,再按那套方法,多半会立刻陷于无解的矛盾之中。 本帖最后由 nc965 于 2015-9-15 10:54 编辑

mingchristian
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高级工程师
  • 2016-1-15 08:19:47
 
之前的 Buck、BoostPFC 他们都完成了,这个反激稍微复杂点,由我亲自操刀......................版主,这个他们都完成了是在哪里完成了,论坛有相关完成的帖子吗?
nc965
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  • 2016-1-15 08:44:46
 
公司里,论坛里没有,也就是也要绕整层的意思,不绕整层虽然没有反激那样要命,但是也有工程上的其他好处。
司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-15 08:51:46
 
请问多路反激变压器设计有何要领,主要是N路绕组排布问题
nc965
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  • 2016-1-15 09:12:36
 
多路输出绕组结构设计考虑:
1、整层约束一定要满足,每路都要整层。
2、如果每路之间是公约数关系,用多股线绕整层以后再来组合应该是最佳的绕组结构。
3、如果每路都有公共地,可以(尽量)绕组串联(抽头),但必须整层抽头,才能满足整层约束。
4、最大出力那一路如果比较突出(比如占半数以上功率且不会空载运行),可以这一路为主满足三明治,其他各路可不用满足三明治约束。
5、如果这些占便宜的事都不成立的话,老老实实把付边夹在原边中间满足三明治约束,其中每组的排列顺序估计应该是(没验证过)越是出力大的绕组越往里靠。

6、如果这样绕下来嫌漏感太大,可以试着把某些轻载绕组放三明治以外,但可能因此恶化EMC条件。

司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-15 10:01:03
 
感谢nc工详细列举,有点疑问
1、整层约束一定要满足,每路都要整层。----如果满足这一条的话,有些路就得用比正常情况粗很多的线了,尤其是路数较多的情况,这样会造成2个问题,第一是绕线面积较大,可能得选较大一号的磁芯了;第二就是漏感会增大;在这两个问题的情况下,还是要优先满足这第一条吗?
2、如果每路之间是公约数关系,用多股线绕整层以后再来组合应该是最佳的绕组结构-----不太理解。假如三路输出分别10匝,20,30,每路输出相同电流,满足公约数关系,用多股线绕整层以后再来组合,意思还是和第一条的一样,10匝的3股并绕,20匝的用细一点的线2股,30匝一股?
3、如果每路都有公共地,可以绕组串联(抽头),但必须整层抽头,才能满足整层约束。假如三路输出分别10匝,20,30,每路输出相同电流,三路共地,那就一共绕30匝,分别从10匝和20匝引出头,但是10匝和20匝也必须绕满整层?
nc965
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  • 2016-1-15 10:09:11
 
1、线粗、绕线面积较大,你可以用铜箔。见【429楼】整层约束是反激变压器绕组结构最重要的约束条件,没有之一。也就是要置其他条件于不顾,一定要绕一整层。满足整层约束,就是使漏感最小化。
2、绕组电流差异大,不重要。【63楼】绕组结构的非约束条件: 线径、载流密度。意思是不要去死磕,发热是线包的总体发热,不必纠结个别绕组的发热。 此外,相同线径并联是一种组合,不同线径也是一种组合。
3、线径加倍,绕2层是一种组合;线径不变,两层并联也是一种组合。此外,线径减半,双线并绕也是另一种组合。
本帖最后由 nc965 于 2016-1-15 11:35 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-15 10:23:23
 
嗯好的,2,3是我表达的那个意思吗
nc965
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  • 2016-1-15 10:29:12
 
有刷新
司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-15 13:30:19
 
为何只有辅助绕组能做屏蔽?
发热是线包的总体发热,不必纠结个别绕组的发热--------这个可以理解,金属是良好的导体,如果说,一般电流密度是5的话,就是说有的绕组选3,有的选7都行,只要能把热量传导出去就行了,这个以前还没有想到过这一点,但是有2个疑问,我在没有做实验前应该是不知道某个绕组取7热量能不能散出去,这样比较麻烦得打样试完才行,比较费时间,特别是没有工具自己绕的情况下,有无什么经验距离比如就是7?6.5?不知道这个问题是不是问的不好。还有就是以前看过资料说,大电流的绕组应该往外放,因为越在里面,热成像发现越不利于散热---莫非这指的是风冷而非一般举例的自然冷?
nc965
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  • 2016-1-15 17:35:36
 
哪里有说只有辅助绕组才能做屏蔽?
有三明治约束,做屏蔽就需要2层铜箔,用绕组代替铜箔话,要用原边的冷端才行。这时:
1、如果原边刚好有2个绕组,就刚好有2个冷端,瞌睡遇到枕头,正好。
2、如果原边只有一个绕组,可以将冷端那一层分为两层来并联,也可以。
3、不并联,空着一层
(单头接地),也可以。
4、不分成2层,只用1层,再加1层铜箔,也可以。
5、直接用2层铜箔,也可以。
用辅助绕组做隔离,效果更好些,因为辅助绕组一般都只有20V左右,电压梯度最低,最接近铜箔(电压梯度为0)。
用原边的冷端做隔离,效果不如辅助绕组,因为电压梯度更高,一般都会超过100V(甚至200V),隔离效果就差些。因此:
6、用1层铜箔,加上辅助绕组,可能是个很好的组合(工程上最常见的组合)。

总之,绕组结构设计实际上就是在满足约束条件下进行各种组合,你能想到的组合越多,就越可能找到最佳结构,你不用心,没绞尽脑汁,可能就找不到最佳结构。

关于绕组发热的问题,还是那句话,发热是线包的总体发热,不必纠结个别绕组的发热。
线包的总体发热,对应的是总体铜损和变换器总效率。它照样是某种组合的结果。
比如总效率已经达到最优,即使某个绕组发热厉害,但总铜损一定是最低,线包总温升一定是最低的,这就够了,这就是最佳组合。你还能用红外线看见某一层绕组
(或者多股线中的某一股)更热一些?即使看出来又说明什么?
载流密度嘛,有资料说3~10算一个最佳性价比档次,这还是单绕组的说法,意思多绕组中的个别绕组还不受此限。
此外,谁说大电流的绕组就发热最厉害?也许发热最低也是可能的。谁放最外面,按发热有道理,但对反激而言,更应该考虑的是绕组窗口分配(径向结构)对漏感的影响,因为谁发热多少我是可以用载流密度来调整的。
我觉得,绕组发热的问题,考虑的重点是铜损和磁损的热匹配,也就是前面提到的:磁芯温升等于线包温升的问题,也就是:绕组发热不要加重磁芯发热,磁芯发热不要指望靠绕组帮助散热,二者没有热交换即是最佳

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司马仲达
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  • 2016-1-16 09:14:06
 
受教了
ashima224
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  • 2016-5-13 09:32:36
 
那意思是说不能采用均等绕线的方式吗?
nc965
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  • 2016-5-13 11:10:30
 
均等绕线的方式是啥方式?弄个图看看?总的来看,最佳方式是铜箔,其他方式效果的好坏,取决于与铜箔的差距。
ashima224
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高级工程师
  • 2016-5-23 10:56:41
 
这里说的均等绕线就是,在单层绕组线中,如果绕组不能绕满整层,就将绕组均匀的分布在整层中。
目前看见有厂家这样绕线。
nc965
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  • 2016-5-23 11:41:47
 
你说的是均绕,是常见的绕法。
你跟贴的位置是隔离屏蔽,是EMC措施,还是与铜箔比较吧,铜箔最好,屏蔽效果取决于与铜箔的差距,均绕肯定偏离了铜箔的隔离效果,就差一些。
mingchristian
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  • 2016-1-15 09:01:53
 
版主是否考虑开一贴讲解BUCK电路设计,虽然之前做的都成功,但就是没一个像这个一样系统的全方位理解。。。。。。。或者版主能不能共享一下你们完成的BUCK和BOOSTPFC的资料方法
nc965
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  • 2016-1-15 09:53:38
 
承蒙夸奖,本来还担心我这个粗糙的表格不能登大雅之堂,原来给人的感觉是“系统的全方位理解”,谢谢。
Buck以及PFC-Boost这类拓扑,只是个电感,没有漏感问题,远远不用像反激变压器这样纠结,想系统的全方位讲解和理解,感觉都无从着力,论坛中也没见有太多的提问,不用讲吧?

mingchristian
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  • 2016-1-15 11:18:56
 
先感谢版主,一直关注你各个帖子,都很精彩。关于这个反激的设计,以往都是用先定D 、f、效率、△B然后去算扎比,IPK , LP NP等,然后验算验证,再就是实测VDS和IPK大小看设计是否合理。感觉设计的电路效率也还可以,EMC勉勉强强。布满匝数只能通过更改线径做。

仔细阅读此贴,是另外一种思维,电路所有的性能参数,其实就是变压器绕组的问题,从绕组设计去定其他参数,此方法没想到过,感觉是对电路的真正了解,对于表格表述能理解,但还是部分不理解还在学习,还有NP和NS匝数选择,感觉有点无助,只是在不断的尝试参数去看结果。


BUCK做过几款,单纯的电感,算法是看着简单,也许是我没理解深刻。一个22W非隔离,做匝数和感量不一样,效率会相差甚远,更甚,做了低感量的,EMC会比高感量的差很多。当时没深刻阅读EMC要领一,昨天刚把画好的板发出去打样,很快就能去尝试。

还有一个50W的非隔离,第一次做非隔离那时候,做的电流值在烤机1小时后电流有明显的跌落(是跌落还是上升,忘记了),且多次CS电阻炸了。也没分析什么情况。所以我觉得,BUCK电路是不是也有很多我没看见没理解的。还是只是我在BUCK上的经验太少,显浅的我都没懂。
本帖最后由 mingchristian 于 2016-1-15 11:27 编辑

nc965
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  • 2016-1-17 10:40:44
 
既然话都说到嘴边了,不防再罗嗦几句。
这位同学做事情显然很认真,啥都想搞个明白,“然”还不满足,还要所以“然”,赞一个。
对于Buck、Boost电感,在以下关键问题上与反激变压器是一样的,因此设计考虑也是一样的:
1、磁饱和强度 Bs 是优化指标,估计一个 Bs 值就可能偏离最佳值,偏离最佳值多少就是偏离最优化多少。
2、优化的方法是一样的,即:调整匝数或者频率(非定频驱动的话),上下求索,找到最佳绕组结构。不是感觉“效率还可以”就行了,也许还有效率更高的另外一个绕组结构。同样,绕组参数也可以是离散的,仍然可以按整层来控制,以方便工艺和辅助绕组的需求。
3、匝数、电感量对变换器整体影响规律是一样的,即:较小的 匝数对应较小的电感量和较高的频率,这表现为较小的铜损和可能较大的磁损,还可表现为提高输入电压低端的效率而可能降低其高端的效率,并以这些因素权衡最终优化点。
4、磁损与铜损的关系是一样的,即:在最大损耗的那个工作点,二者没有热交换即是最佳,温升最低。
这里面体现的是同样的设计思想:
1、绕组结构决定变压器(电感)性能。
2、计算得出来的还不行,还要能绕得出来。
3、能绕出来还不行,还要优化,还可能有更好的、也绕得出来的绕组结构。
4、找到更好的还不行,还要证明这是最好的,其他都不如这个好。

在某种意义上说,反激变压器与Buck、Boost电感本质上是一样的,他们都是受最大磁偏电流 Ipk 控制、受最大磁饱和强度 Bs 控制,都是储能--释能这样的工况。

反激变压器与Buck、Boost电感的根本区别有二:
1、反激拓扑原边付边的电压应力显著提高,这直接导致开关损耗和二极管反向恢复损耗加剧以及磁应力的增加,变换效率的显著降低。
2、反激变压器有漏感问题,漏感意味着能量转换效率降低,无论是原边或者付边的漏感能量处理都是损耗,漏感还导致电压尖峰,使上一个问题加剧。
其中,电压应力是硬伤,是拓扑决定的。但是,漏感却是人为可以掌控的,因此,控制漏感就成了反激变压器设计和优化优先考虑的目标,也是反激变压器与Buck、Boost电感设计的最大不同。
因此,漏感即是反激变压器设计最重要的参数,虽然本帖的【计算表格】里面根本就没有漏感这个参数,但是几乎所有设计和优化过程都是围绕漏感这个参数在转。
漏感这个参数与气隙有莫大的关系,气隙越小漏感越低,漏感是被气隙放大的,这些观念同样也贯穿反激变压器设计的始终(尽管气隙这个参数也不在本【表格】之中)。
还有一个设计思想,那就是电感变压器的 EMC 特性。无论是反激变压器或者 Buck、Boost电感,它们都是能量转换元件,而不是EMC元件。因此,最大程度满足最高效率的能量转换才是它们的根本任务,尽管其设计参数(比如频率)对 EMC 有重要的影响,但除了隔离屏蔽这样的必须由变压器完成的 EMC 任务外,除非不得已,不必牺牲其与能量转换效率有关的特性去迎合 EMC 需求,毕竟,对付EMC,我们还有其他招数。
就是说,我改改变压器,EMC 就能过!这也许没什么值得炫耀的,说不定还是个错误。
本帖最后由 nc965 于 2016-6-2 16:50 编辑

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mingchristian
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  • 2016-1-18 08:16:49
 
受教了!!!非常感谢!!
nc965
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  • 2016-3-10 09:32:07
 
你关心的BUCK电感的设计优化例子,今天才发现我在另外的跟贴里有较详细的说明,你可以参考一下:
非隔离低PF的LED电路的计算(Buck)
mingchristian
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高级工程师
  • 2016-3-10 10:47:02
 
按照你表格的方法算,输入180VAC~240VAC,输出80V 0.24A ,期望F=60KHZ  △B=0.3  骨架为EPC17  AE=22.8算IPK=IO*2=0.48A

当NP=274时(之前用的是NP=138电感),LM=3905UH(实际取值4050uh)

验算:voll=180*1.414=255V
FS=(250-80)*80/(4050*0.48*0.48*250)=58KHZ
TON=1000/58*80/250=5.5US


实际测试效率最高89%。

因为此次是用MT7834  IC  所以开始的计算是用MT提供的表格。

把MT那串很长的公式抽出来如下:

TONMAX=VO/VDCMIN/FS

LP=(1.414*(VACMIN-0.58*VO)^2*TONMAX*效率/(3.14*VACMIN*IO)

IPK=(VDCMIN-VO)/LP/TONMAX

NP=IPK*LP/AE/B

与以上提到同样的条件,算出参数是:TONMAX=5.24US  ,  LP=877UH   IPK=1.042A    NP=134TS

同样的板换这个变压器,效率上91%   

但MT的公式看不是很懂,,,李版你的方法我能在哪里改善一下让效率上91%


nc965
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  • 2016-3-10 11:19:54
 
BUCK,效率到95以上才正常
mingchristian
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  • 2016-3-10 11:27:34
 
那李工能不能帮我算个变压器让我试试,我的板子按照你的EMC方法布板,只有一个pi型滤波224+3.3mh+224,桥前只有一个07D431K  内置MOS,D用ES2J  EMC测试效果比较好,尝试去掉工字电感,效率并无提升多少。所以我认为问题还是在这个变压器上,输出80V0.24A,用EPC17是否合理,是否需要用大的骨架,这个变压器和匝数计算,多次计算都出不来好的效果


希望李工给予帮助
nc965
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  • 2016-3-10 11:58:29
 
那个BUCK电感计算表格没有时间整理出来,但基本原理是明确的,公式也是有的,还可能涉及PFC等方面的问题。
其他问题说一下:
你的EMC设计思路和效果既然不错,希望你在原帖跟一下贴共享一下你的体会,那贴发出几年了,不明白为什么一个反馈都没有,奇怪!
简单的PI形滤波结构不一定就是最好的结构,要结合X电容和桥后电容通盘考虑,或许可以省下一些电容。
压敏用431是不靠谱的,现在小电源都喜欢用471,我也是不赞同的。这涉及现在的市电波动范围,已经超出多数人的估计。应该用到511、561才对。

mingchristian
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高级工程师
  • 2016-3-10 13:36:08
 
关于EMC那个其实帖子已经写好放在电脑里面,但就是因为BUCK这个效率一直做不好,最高92%,觉得是一个问题,所以一直想是把这个解决了那发出来就不是一个有明显问题的产品。

如果表格里的公式就是李工你给我的设计思路,我下午换一个EFD20的骨架试试,0.33线200TS  还是3900uh,

感谢李工的指导
nc965
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  • 2016-3-10 14:43:28
 
IPK=IO*2=0.48A,你不是高PF的?
mingchristian
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  • 2016-3-10 15:34:49
 
是高PF的IC
mingchristian
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高级工程师
  • 2016-3-10 15:35:42
 
高PF的IC是其他的计算吗?按1.3(1.15)倍算IPK?
nc965
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  • 2016-3-10 17:17:33
 
高 PF 的 Buck 不能这样算,难怪你总是不对。
mingchristian
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  • 2016-3-10 17:38:05
 
那应该怎么算,李工指导一下
nc965
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  • 2016-3-11 09:14:31
 
这个贴是说反激,扯到这个问题就扯太远了哈,还是另外开贴吧。或者请别的人来开贴?
可以告诉你的是:对于你这个案例,Ipk=4*0.24*1.208=1.16A
本帖最后由 nc965 于 2016-3-11 10:32 编辑

mingchristian
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高级工程师
  • 2016-3-11 11:42:05
 
这里恳请版主在此帖回复一下这个IPK的取值方法和公式,虽然此帖扯远了,但本人在此问题上遇到困难且心急如焚,版主说到嘴边,希望再深入指教一次。若版主时间允许,再次希望另开一贴详细解释BUCK的方法。
nc965
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  • 2016-3-11 16:08:59
 
搜了一下论坛,竟然从来没人说过这个事情?奇怪了!把上面公式整理一下就是:
Ipk=PFC*2*0.24*K=4*0.24*1.208=1.16A
其中:
PFC设定,高PF时为2,否则为1,这个明白吧?155楼有推导。
系数K是一个大于1的数:
高PF模式的Buck,PFC控制是不完整的,当输入馒头波电压低于输出电压时,Buck没有输出,如图所示:

图片2.png

即:高PF模式的Buck,需要在 π-2α 时段内输出其他模式在全周期π时段内相同的能量,其最高 Ipk 必然增加一个系数K才行。
本帖最后由 nc965 于 2016-3-11 16:31 编辑

mingchristian
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  • 2016-3-11 16:30:51
 
再次感谢版主指教,这里我要稍微消化一下,其实小弟也在论坛搜索,把137页有关BUCK关键词的帖子都看了,除了大篇的书籍资料没全看,里面很少或者根本没有220VAC输入的BUCK,基本都是低压DCDC电路,高PF的就根本没提及,所以版主的帮助小弟真的不胜感激。
nc965
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  • 2016-3-11 16:35:48
 
此内容已经单独开贴,只开了一个头,意思是希望有人(包括你)可以借题发挥,继续讨论。
高功率因素 Buck 电感计算公式New
mingchristian
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  • 2016-3-11 17:07:48
 
感谢版主,定必多多留意版主的精品贴
蓝图
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  • 2016-3-29 08:57:17
 
来个LLC吧

还有个问题请教下,LLC如果做升压型(输入DC小于输出DC,如输入100V,输出750V),公式计算会出现虚数,有没有类似情况?
nc965
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  • 2016-3-29 09:23:47
 
反激不是谐振,没有出现虚数这类情况,但是临界模式的最大占空比反常地飙到0.6、0.7是有可能的。
司马仲达
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  • 2016-1-15 10:13:33
 
ming兄先给我讲讲你的各种BUCK电路 输入输出和频率  对应效率有多少
mingchristian
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  • 2016-1-15 11:22:02
 
输出统一算85V,带载有时候会带80V,10W,15W,18W,22W,30W,40W,50W ,这是我做过的全部了,经验不多。频率有试过50K,60K,65K,78K,80K。效率对应比较好的就93%或以下,算的差的电感87%左右。
司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-15 13:39:22
 
输入是220VAC?
mingchristian
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高级工程师
  • 2016-1-15 15:30:05
 
标签写200~264VAC ,  实际带100VAC测试老化好像也没出什么问题
司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-15 16:41:17
 
好的,谢谢分享
赵日天
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副总工程师
  • 2015-12-6 13:07:27
 
本帖最后由 赵日天 于 2015-12-6 15:31 编辑

yangli520
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本网技师
  • 2016-1-14 21:21:45
 
啊,那我每次都是先假设最大D=0.45,然后算出匝比,再算峰值电流,再算原边电感,接着就算ap选磁芯,那这都错了啊!
nc965
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  • 2016-1-14 21:31:53
 
每次都这样? 可能某一次正合适,多数并不合适。占空比不是设计目标,整体性能最佳才是设计目标。
我的体会,单电压很难做到0.45,你非要做到0.45,其他参数可能就比较逆天了。
而全电压多半会超过此值,你非要做到0.45,可能会牺牲某些性能。

weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-14 14:30:23
 
不需要事先确定,那是设计完绕组后确定其频率吗?
nc965
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  • 2016-12-14 16:00:54
 
频率是绕组参数决定的,你绕组确定了,才得到频率。这个意思。
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-15 08:35:37
 
李工,有两个问题需要问下您
1.您一直强调说整层约束,整层约束的目的是什么呢。
2.我自己做过一个变压器,根据您的建议为了做到整层约束,我将副边线圈全部用铜箔来代替的,但是在绕制的过程(是自己手绕的)中,铜箔与铜箔之间的间隙会很大,应该怎么解决呢?
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-15 09:10:34
 
还有一个问题,若果要设计在DCM断续模式下,该表格也使用吗?

weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-15 08:38:12
 
还有一个问题就是您在绕组确定了以后,最终确定频率的时候是事先确定了它的占空比吗,我从那个表格里这样总结出来
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-15 09:03:34
 
不好意思,后面的那个问题收回,是我自己看错了,频率是由Ton+Toff来确定的。
nc965
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  • 2016-12-15 10:55:12
 
1、整层约束的目的是获得最小漏感,这是因为漏感对绕组的轴向结构对称性高度敏感,比三明治约束敏感很多,整层约束稍不到位就会明显增加漏感,漏感大小取决于你每层是否紧密和绕满。
2、铜箔只用在匝数太少的情形,因为匝数太少不容易满足整层约束,于是按槽宽裁剪铜箔来满足整层约束,叠绕,不是密绕,不留间隙。
3、DCM模式也适合使用本表格,因为DCM模式的含义是任何时候不能进入CCM模式,本表格正是这样设定的。
weiweihua1501
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高级工程师
  • 2016-12-15 11:55:41
 
谢谢李工的回复

nc965
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  • 2015-8-11 17:23:08
 
应网友的要求,已经对《反激变压器计算表格》做了修改和更新,增加了对(单级) PFC 模式的支持,同时增加了表格的使用方法的更详细的备注,欢迎下载。如果在使用过程中出现其他问题,欢迎指出,我将继续修改调整更新。
何仙公
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  • 2015-8-12 09:22:08
 
真想改的话,我只能说不够智能!
要不要帮你加几个函数和下拉菜单
nc965
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  • 2015-8-12 09:32:46
 
非常欢迎,请在跟帖加上你的文档
jiahz2010
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高级工程师
  • 2015-8-12 14:45:31
 
楼主,可否讲解一下,最大占空比跟输入电压范围之间的关系?比如我输入电压是100-380VAC,占空比该整到多少合理
nc965
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  • 2015-8-12 14:56:00
 
这就是典型的先推导运行参数引起困惑
        占空比这个参数,是绕组参数决定的,你推导的没用,你如果强行去贯彻执行某个占空比,多半会陷入更深的泥潭。
        最大占空比跟输入电压范围之间是啥关系?给出的表格可以试算,那里的占空比就是真实可以得到的。表格嘛,你随便装点数据进去都可以,又不会炸机,试试不就知道啥关系了?而且,表格里都是有计算公式的,你自己也可以推导出关系来。根据公式看,占空比与反射电压有莫大的关系。

        顺便说一句,你这样另类的设计需求,用这个表格正合适,他决不会把你引入歧途的。
周旭权
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高级工程师
  • 2015-8-12 16:37:43
 
学习学习,最近在做一个6W6级能效的电源,输入参数后发现匝比和原边电感量好像不对。是不是参数不对
---为清洁楼层,无继续参考价值的贴图已经删除---
nc965
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  • 2015-8-12 17:11:14
 
反射电压10V太小,且没有修正,导致占空比太小0.1
        磁芯EE10足以,说不定EE8.3也行(行不行温升控制)
        频率11K也不对,进入音频了,这也说明磁芯偏大

        线包太瘦,要增加ε1
        线包厚度修正-0.4mm 那是因为原表d3计算值0.68,实际用0.28的线并绕的修正,你这属于抄考卷把别人的名字都照抄的错误。
        匝数有半匝?你确定?
周旭权
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高级工程师
  • 2015-8-12 18:47:07
 
哪这样我改哪些参数才对?
有几个参数不是好明白是什么 1最高反射电压 2绕线紧密系数 3窗口系数
线包厚度修正是计算值和实际值?
还有你说是可以用更小的胡磁芯,不过现在这个我做六级的话都有点不太好做,能能效做不上来。
nc965
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  • 2015-8-12 19:19:15
 
做6级能效?你都不知道反射电压?你用啥MOS?最高电压几何?你安规是怎么考虑的?先把这些事想好。
周旭权
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高级工程师
  • 2015-8-12 19:53:15
 
MOS是内置的耐压700。磁芯是EE16,骨架改了。反射电压这个真的不是太了解。
nc965
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  • 2015-8-12 20:09:28
 
最高输入电压277VacX1.414十Vr十100V尖峰 < 700即可
周旭权
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高级工程师
  • 2015-8-12 20:39:46
 
绕线紧密系数 和窗口系数呢?
nc965
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  • 2015-8-12 21:01:04
 
紧密系数要绕了才知道,窗口0.8吧
black_cheung
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副总工程师
  • 2015-9-7 16:28:53
 
反射电压,也有叫反激电压,一般有Vr,Vor或Vf表示
=n*(Vo+Vd)
所以,在设计的时候是一个很重要的参数
dxc110121
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本网技工
  • 2015-9-21 10:32:42
 
你好,请问这个n是输出端的匝数吗
飞翔2004
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副总工程师
  • 2015-12-5 09:39:13
 
初级跟次级的匝数比。。
jiahz2010
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高级工程师
  • 2015-8-12 17:14:26
 
是的,楼主真是说到点子上了,我真有此困惑,按以前的方式先确定一个最大占空比,总感觉别扭,总感觉不一定是最佳的工作点
lian0621
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本网技师
  • 2015-8-12 17:32:16
 
李工,能否帮忙用您的表格算下以下参数,并将表格贴出来学习下:
Vin: 165-250V
Uout: 36V
Iout: 1.8A
η: 90%

磁芯骨架:PQ3230(PC40)
PF: >0.9

nc965
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  • 2015-8-12 17:42:11
 
给了你表格,自己算吧
PQ32大了,PQ26 吧,估计PQ2620就行


随便通知一下:
欢迎大家把使用这个表格的情况反馈,直接贴表格也是可以的,但如果长期保留这些表格,这贴就成了花脸,其他人就不能看了,建议贴表格上来的,在问题解决后自行删除,使楼层清洁。
jiahz2010
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高级工程师
  • 2015-8-13 08:10:47
 
李工,你这表格是挺好,不过很多数据不知道该怎么填写,如果能多作一些备注和解释就好了
pq2620
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  • 2015-8-13 09:26:57
 
你这是单级PFC还是2级恒压的。如果单级PFC就用32的。恒压2级的就用2625就可以
lian0621
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本网技师
  • 2015-8-13 17:49:29
 
我的是单级PFC的,差别那么大,有什么区别吗?
飞翔2004
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副总工程师
  • 2015-12-5 09:41:01
 
单级PFC指将PFC功能和DC/DC功能集成在一起的转换器,两级PFC指一个PFC前置级+DC/DC级
蓝图
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副总工程师
  • 2015-11-9 17:20:24
 
引用的公式贴出来并注明出处。
nc965
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  • 2015-8-13 08:58:38
 
        这个贴,发帖当天人气过500,三天即过千,楼层也增长较快,感觉发得还是有意义的。
        不过,这个贴如题是讲设计要领的,现在一个要领都还没有开始讲,就有很多人拿着那个《表格》来玩,玩出很多问题,有的问题是哭笑不得的问题,回答起来自己都感觉很滑稽。
        是的,这个《表格》不需要你去做理论推导,不需要去对运行参数求解,但是这并不是说你可以不知道反激变换器的基本原理,这个《表格》并不是给千方百计想走捷径的懒人准备的。
        是的,只要玩转了这个《表格》,你就玩转了反激变压器,你就玩转了反激,但是,要真正玩转这个《表格》,你需要对反激有相当的了解、需要对磁、对安规、对EMC 有相当的了解,需要对生产工艺有相当的了解才行。
        是的,这个《表格》空前的简单,短短30多栏,就把反激变压器的几乎所有关键问题拉上了关系,但是要玩转它并不容易,就如老师傅开车很谨慎一样,反正我觉得反激变压器其实是很难的,很多时候需要你把智慧用到极致,总之一句话,别以为它很简单、很容易。 本帖最后由 nc965 于 2015-9-15 10:55 编辑

周旭权
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高级工程师
  • 2015-8-13 09:02:04
 
nc965
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  • 2015-8-13 09:21:25
 
说的就是你,还笑?
何仙公
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  • 2015-8-13 10:03:25
 
当高手遇见了新手
小凡凡
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副总工程师
  • 2015-8-13 21:46:42
 

反激变压器由于应用太广泛了,而不同的输入输出条件,处理的思路往往有很大不同。
涉及的各种技巧太多了,很难全部掌握。

人气这么旺,我也来补充一些关于磁感应强度选取方面的一些小技巧
很多人选择磁感应强度的时候,选取200、250、280、300mT.......等等说法都有。
不能说是错了,也不可以说绝对就是酱紫的。

1、磁感应强度(BAC+BDC),应该是和气隙挂钩;
非CCM模式设计,在满足磁芯温升、制作工艺的条件下,气隙越小越好。
因为气隙的存在,已经没有太多实际意义。
2、CCM模式下,也是要求气隙越小越好。此时的气隙用于平衡直流磁感应强度。
那么深度CCM模式下,磁芯的气隙一定很大吗?实际并非如此。
CCM模式下,如果想获得较小甚至极小的气隙,这是可能的。

限制条件,其实就是磁芯的截面积(AE),只要AE足够大,气隙也是可以做的极小----注意成本上升

不论是DCM模式设计,还是CCM模式设计,气隙较小的前提条件,一定是磁感应强度足够的大。
那么,磁感应强度到底选取多少合适???

3、通用功率磁芯,如TP4,磁感应强度大概在380--390mT(100℃)左右饱和,这里面包括了50mT的剩磁。
这是磁芯规格书里面讲的,实际的情况是,300mT饱和(90℃,轻微上翘,仔细观察)。
(估计是规格书中测试的波形不同,导致存在一定的偏差)
高温时磁感应强度如果超过350mT,电流波形明显上翘,随时都有可能完全饱和。

那么,我们选取磁感应强度的时候,是可以这么来定义。
高温环境,低压满负荷运行时,在输出电流过流点附近的磁感应强度刚好达到250--300mT即可。
磁芯是否饱和,与额定输出电流没有关系,与初级的限流点以及其响应速度有关。
(PI的计算表格里面,就要求严格限制初级限流点,说的就是酱紫的道理)
也就是假如输出过流点是1.2--1.5*IO(不要忘记了此时还要加上温度),那么,那么,没有那么多的那么。
超出了磁芯的可靠性设计原则,一切听天由命.......


如果这样做,无论是CCM模式设计,还是DCM模式设计,在磁芯已经选定的情况下。
变压器通常可以达到最优的设计(LP、BAC、BDC、气隙、温升)

4、磁芯的损耗,与频率和温度密切相关。
TP4型磁芯,65KHZ,BAC=2500GS时,磁芯的温升刚好接近50℃(单向励磁)。
这意味着环境温度为30℃时,磁芯的温度很可能达到80℃。
但并不一定意味着环境温度上升到60℃时,磁芯的温度一定会达到110℃。

TP4型磁芯,65KHZ,BAC=2500GS时,磁芯的温升刚好接近50℃。
这意味着,130KHZ,BAC=2500GS时,磁芯的温升刚好接近.......刚好接近.......
对不起,不要问我,我也不知道,我还没来得及测!但肯定也不会是80℃。

磁芯完全发热(达到90℃以上),磁芯损耗会明显降低。
100W输出,大概降低1W吧!我想如果BAC足够大的话。

5、磁芯损耗只与BAC密切有关。
低于100KHZ,采用CCM模式设计,通常不必考虑磁芯过热,因为BAC一般都会在2000GS以下。
但是一定要注意,此时气隙造成绕组的局部过热(特别是大气隙,窗口绕满的情况时)。

6、磁芯的损耗,是一个动态的过程,很难准确评估。
也并不一定是磁芯尺寸越大,磁芯损耗越低,采用大的磁芯,效率永远会高一些。

相同一个产品,如果用EER3540可以做到87%的效率。
用PQ2625,也很有可能会达到88%的效率,而且磁芯损耗的计算值也很可能会低一些。
不要去那么去做,不是因为你的计算出现了错误。
因为,尽管EER35磁芯损耗2W的功率,PQ2625才损耗了1.5W.
但二者的散热面积,截然不同。
不过这会留下了很多想象的空间,如灌胶、强制风冷、采用更好的材料...........

7、BAC=VIN*TON/AE*NP,指的是计算交流磁感应强度。
BM=LP*IP/AE*NP,指的是计算最大磁感应强度。
两个计算公式都可以用于DCM、CCM模式设计。
二者的区别在于,BM=BAC+BDC
(里面到底除不除以2,要去查一下书,忘记了。BM/最大磁感应强度,BAC/交流磁感应强度,BDC/直流磁感应强度---CCM模式设计时要用到)
nc965
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  • 2015-8-14 10:39:00
 
真是有心人啊,精益求精,赞一个!
何仙公
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  • 2015-8-21 15:05:31
 
对第六条的说法非常欣赏,一味追求效率,不如全盘考虑热设计
司马仲达
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LV10
总工程师
  • 2015-9-10 21:51:19
 
凡凡去我帖子帮我补充补充哈
nc965
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  • 2015-8-13 10:56:43
 
关键词一:绕组结构
        反激变换器的性能在极大程度上取决于反激变压器,而反激变压器的性能在极大程度上取决于其绕组结构。因此,反激变压器的绕组结构设计的优劣在很大程度上决定了反激变换器性能的优劣。
        其含义包括:
        1、绕组结构对变换器性能的影响程度,反激变换器较之其他任何变换器都更为敏感。
        2、绕组结构的改善与优化对反激变换器的性能改善起着决定性的作用。
        3、反激变换器设计的着重点就是变压器绕组结构的设计,忙其他事远不如忙这件事来得正确。
        4、其他事考虑得再周全,只要绕组结构没设计好,都是空事。
        5、绕组结构最重要、最要紧,比频率重要、比占空比重要,比磁重要,比其他任何参数都重要。
        
        绕组结构的约束条件:

        1、窗口约束,线包总得能装进去吧?太瘦也不好吧?
        2、原边副边的窗口占用大致相等,很大致,不必求准。
        3、原边副边的用铜量大致相等,很大致,不必求准。
        4、匝比(也就是反射电压)。
        5、安规条件必须满足。
        6、EMC条件充分满足。
       7、工艺条件
        8、热否决
        
        绕组结构的非约束条件:

        1、线径、载流密度。意思是不要去死磕,发热是线包的总体发热,不必纠结个别绕组的发热。
        2、匝数。是指与推导值去比,差个10~20% 甚至更大都是成立的。
        3、原边电感量。也是指与推导值去比,这个值谁说了都不算,是磁说了算
        
        绕组结构包括
        1、轴向结构(匝排列结构)
        2、径向结构(层排列结构)
        3、磁结构
        4、安规及 EMC 结构
        5、工艺结构

本帖最后由 nc965 于 2015-12-20 13:03 编辑

pq2620
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  • 2015-8-13 11:02:13
 
结构和线材配合好。比如尽量每层绕平,如果一股绕不平的可以选择多股线材绕制。
nc965
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