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【文原创】从点到面,开关电源技术漫谈——资源分享+经验(更新完毕)

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1
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-5 20:43:46
从事电源行业几年,接触的面较多,不敢枉称精通,希望通过龙腾的这次活动和大家谈谈心,分析一些资料和心得,有误解之处欢迎指正。
此贴给大家一个讨论的平台,希望大家和和气气参与,意见不同的工程师之间不要骂战就好,哈哈。
在21上的几年学到了不少东西,貌似从来没有发表过原创帖,所以一次性多抖一些出来。

------------------------------------------------------------------  华丽的分割线

全贴框架
第一部分:元器件部分:选型手册分享,器件特性讨论,有图有真相,个人经验感触。
第二部分:拓补部分:用过的拓补要点分析,不按教科书般的分析,说一些书中不太多说的或者一些书中说的较为经典的,以及个人实战经验。
第三部分:电源部分(非拓补):包括环路、工艺、驱动电路、实践经验,部分电路优缺点,热力学,测试经验等。
第四部分:杂谈。


本人很懒,所以不会扯太多,很多东西可能只说一两个关键点,所以不要说我草草了事哈,谢谢大家。


本帖最后由 司马仲达 于 2015-11-20 10:11 编辑

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司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-5 21:37:43
 
第一部分
先上传一些选型手册
1.1


本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 11:26 编辑

74系列中文资料(非常全).doc

81 KB, 下载次数: 1166, 下载积分: 财富 -2

CoolMOS选型.xls

75 KB, 下载次数: 1081, 下载积分: 财富 -2

IGBT.xls

111 KB, 下载次数: 928, 下载积分: 财富 -2

IGBT选型.xls

46.5 KB, 下载次数: 872, 下载积分: 财富 -2

infineon_IGBT.xls

66.5 KB, 下载次数: 832, 下载积分: 财富 -2

Sinopower 大中半导体-选型表.xls

1.38 MB, 下载次数: 1217, 下载积分: 财富 -2

英飞凌低压MOS选型.xls

92 KB, 下载次数: 933, 下载积分: 财富 -2

英飞凌功率二极管选型.xls

34 KB, 下载次数: 929, 下载积分: 财富 -2

NTC热敏电阻的主要技术参数说明.pdf

124.91 KB, 下载次数: 1384, 下载积分: 财富 -2

常见热敏电阻规格.xls

40 KB, 下载次数: 1015, 下载积分: 财富 -2

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-5 21:55:14
 
1.2
一些较为特殊但是挺有用的东西。
78L12(待验证)。
有内置稳压管的MOS。
SUPER247封装的MOS散热面积更大的247封装,还有一些MOS是G的S和D的S是分开的,减小干扰,损耗能做的更小等,很多新型MOS的封装都能做到更高的效率。

本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-9 15:35 编辑

精密基准电压源LM399系列.pdf

62.95 KB, 下载次数: 979, 下载积分: 财富 -2

SBT210S肖特基整流桥.pdf

49.09 KB, 下载次数: 849, 下载积分: 财富 -2

STP3NK80Z(内置稳压管).pdf

609.41 KB, 下载次数: 1011, 下载积分: 财富 -2

恒流三极管与恒流二极管的原理及其应用.doc

88 KB, 下载次数: 1051, 下载积分: 财富 -2

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-5 21:59:28
 
1.3
看英文版手册有点麻烦,来点中文版的。这些资料不少都是我搜了N个网页后留下的精华结果,有用点个赞,谢谢

本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-8 21:45 编辑

晶闸管技术术语.doc

112 KB, 下载次数: 1160, 下载积分: 财富 -2

MOS管各参数意义.doc

180 KB, 下载次数: 1558, 下载积分: 财富 -2

二极管参数中英文对照表.doc

97 KB, 下载次数: 1178, 下载积分: 财富 -2

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-5 22:03:56
 
1.4  说说最简单的电阻
电阻有个参数叫瞬间能抗的冲击能力,对于有些设计时还是比较重要的,私拍照片,可见不同功率等级电阻抗冲击能力是不同的。

0欧电阻也不是0欧姆的,一般是小于50毫欧。功率也是有上限的,
0欧电阻允许的最大电流与产品的功率和最大阻值有关系,一般12060欧电阻最大阻值不超过25毫欧,最大允许电流为3.2A(注:美军标mil规定),中国国内目前还没有相关的标准规定
1206电阻的标称功率是0.125W0欧电阻最大可能阻值是0.025欧左右,所以只要散热良好,长期2A以下电流是没问题的,较短时间到3A也没问题
0.125=I*I*0.025

本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 11:28 编辑

贴片电阻参数详细.jpg
小功率电阻,只能抗2.5倍功率5秒.jpg
中功率电阻,能抗5倍功率5秒.jpg
大功率电阻,能抗10倍功率5秒.jpg
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-5 22:06:55
 
1.5
TVS的一个曲线

如果你查TVS参数,一般找不到反向恢复时间等和时间有关的参数,百度都是说TVS有“瞬间”吸收过冲的能力,这个“瞬间”到底有多快?不知道,但是比超快恢复要慢,对于吸收很窄很窄的毛刺是没什么用处的,TVS如果吸收功率过大,会把焊盘的锡弄化掉的,而不是坏了而已这么简单,如果TVS在板子背面,直接就掉下去了,所以要小心了。
本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 11:28 编辑

TVS曲线.jpg
zxh00887
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初级工程师
  • 2015-9-6 12:11:33
 
讲得太好了!期待继续讲下去!
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-6 14:18:15
 
谢谢,今天白天比较忙,晚上争取更新
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-6 16:01:43
 
图文并茂!好贴啊!

话说,TVS管吸收太大功率焊点的锡就融了,这种情况是很少见的吧,焊盘做大一些可以防止这种情况么?我觉得功率再大,就得用螺栓接口了。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-6 16:30:30
 
是很少见,正常设计是不会有的,故障时可能会出现,就是某些其他器件坏掉了导致,但是出现后要是TVS掉到机器里面就麻烦了,可能把其他电路短路了搞坏了你还分析不出来为什么,TVS可能被运输还是怎么的掉在一边呢。焊盘做大也是不行的,温度都几百度了。
还有一些比较坑的维修现象是4层板PCB,一个焊盘,中间两层断掉了,其他一个器件都没有坏,这些都是曾经把我搞伤了的东西。
还有就是1A保险丝在大电源中第一次调试也少用,虽然功率也许很小使得电流绝对不会超过1A,但是开机瞬间冲击电流有时还是很大的,导致你开一次爆一次保险丝,搞的你还以为哪里坏掉了,也不敢轻易直接短路保险丝,那样搞不好总闸都跳了,同事会来投诉你的哈哈。所以我一般用2A或者2.5A先上。
本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 11:29 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 13:16:49
 
1.6  三极管
三极管是电流型的,频率不高、功率一般不大、速度一般不快等等等等……
大家都知道,不废话了。
三极管有个参数放大倍数“β”,等于集电极电流除以基极电流,这个β到底有多大呢,给大家说说:

9011 NPN 30V 30mA 400mW 150MHz 放大倍数20-809012 PNP 50V 500mA 600mW 低频管 放大倍数30-909013 NPN 20V 625mA 500mW 低频管 放大倍数40-1109014 NPN 45V 100mA 450mW 150MHz 放大倍数20-908050 NPN 25V 700mA 200mW 150MHz 放大倍数30-1008550 PNP 40V 1500mA 1000mW 200MHz 放大倍数40-140
β是一个变量,是由基极电流决定,不是定值。

而且不同后缀的三极管β值不一样,差距还是挺多的。




本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 13:31 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 13:57:10
 
1.7  二极管
二极管有N多种,光快恢复就从50ns-500ns分几种,在不同的电路中,不是恢复速度越快越好的,这个要注意。
下面我们主要谈谈二极管能不能并联使用的问题,先上传一组我的实验数据:


3个1N4007并联,均过0.5A以上电流,均流效果很好,且长期不会因为温度积累而使电流往其中一只管子偏的趋势

用三个不一样的二极管做并联均流试验:
SB160 0.7V  1A  肖特基   实际过电流0.49A
BYV28-200 1.1V  3.5A  30ns快恢复   实际过电流0.1A

1N4007 1.1V  1A  整流管   实际过电流0 A

知识点:肖特基和快恢复的VF都是负温度系数;只有SIC是正的,
整流二极管和整流桥也是负温度系数的,而且电流越大,导通压降越大。





本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-9 15:32 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 14:08:25
 
1.7  二极管
误区:没有所谓的0反向恢复的二极管,肖特基也有10ns,在分析问题时要知道这一点。


而且,多个二极管串联,其实不用并均压电阻的,我的实验结果是这样的。

上传个二极管内部照片

本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 14:09 编辑

二极管内部.jpg
司马仲达
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  • 2015-9-7 14:14:24
 
1.7  二极管
肖特基、SIC、快恢复对电压的承受能力和雪崩能力是一致的,如果每个周期都有尖峰过压,超过最大值,会折寿的。这些在实验室是试不出来的,要上量长时间可能才会反应出来,所以很多产品我们在实验室做N个循环老化实验不坏,批量出去就坏了,这就是其中一个原因。



司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 14:21:40
 
1.8  MOS管


1、MOS并联:当然是可以并联的,最好在同一个散热器上。并联时有一点要注意的,那就是MOS管并联使用时,导通和关断延时更明显。因为C大了。一个MOS使用时一般栅极串个10欧电阻,GS并个10K的,当N个并联时,如果还是10K电阻的话,并联后相应就减小了,切记切记,运气不好你就会看到类似这样的GS波形


全桥驱动.jpg
司马仲达
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  • 2015-9-7 14:26:58
 
1.8  MOS管
2、MOS管,跨导不随输出电流增加而减小,是稳定的。
3、MOS100K频率左右  正压10V以上  如果正压低于8V,可能会出问题,现象是烤机几分钟炸鸡,一切波形正常。MOS的负压也不是越大越好,这样会占用驱动从负到正的时间,影响XXXXXX。
4、非常时髦的COOLMOS 的雪崩能量较小,耐电流冲击能力不如普通MOS,也就是说更容易炸,过流保护功能需快速灵敏.


上传一个MOS内部图



本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 14:30 编辑

MOS内部.jpg
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 14:29:30
 
1.8  MOS管
MOS管的安全区域扫把图,其实是一个很详细描述当前MOS特性的一个图,需要仔细了解的





本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-7 14:33 编辑

扫把图.jpg
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-7 14:47:03
 
MOS管的安全区这个图,能给仔细介绍一下什么意思吗?
司马仲达
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  • 2015-9-7 14:52:17
 
在图形最上方和最下方的两行已知条件下,
先看横坐标,确定了此MOS管此时的工作电压
再看纵坐标电流和斜杠时间,表示,举例:100V的DS电压,可经受10A多一点电流,工作1MS时间长度
wkg518
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助理工程师
  • 2015-9-16 11:17:13
 
多谢楼主的讲解!
灰狼行天下
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  • 2015-11-27 17:47:09
 
最上面横线对应的呢?是1us还是10us
本帖最后由 灰狼行天下 于 2015-11-27 17:51 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-30 09:37:58
 
最下面是对应DC
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-20 13:50:21
 
王伟大师,我试了一下你的这个电路,发现你的电容耐压就是输出电压,二极管耐压比输出电压还低不少,电阻的话4个应该不超过2W,用的是200欧一个的,能解释下这个电路吗,我目前这个参数试出来吸收效果不是很明显,是不是哪里配错了。

全桥吸收电路.jpg
YTDFWANGWEI
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  • 2015-11-21 16:35:52
 
如果不需要吸收的,加这些吸收也没什么作用啊,这个跟反激的RCD吸收,原理是一样的啊。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-21 16:40:59
 
是CCM全桥,需要吸收的;或者还有什么强力吸收电路吗

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灰狼行天下
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  • 2015-11-27 17:59:40
 
加这个是为了吸收浪涌的吧?
开开鼠
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  • 2015-11-28 08:21:22
 
这种吸收电路只有对于峰值不太高的地方才有效果的。
到几百上千V的峰值的时候,这种吸收电路可以直接扔掉了。
大功率高压输出的还是不建议用这种吸收的,效果太垃圾了,跟RC吸收一样,没有什么用。
一般都是原边钳位+副边钳位+RC吸收这种混合吸收的,否则完全搞不定尖峰
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 20:49:29
 
1.9     IGBT
1、IGBT能不能并联使用。
IGBT分PT型和NPT型PT技术的IGBT不适合并联应用。但是NPT技术的IGBT适合并联应用。

2、IGBT的频率能接受多少。
IGBT目前业界应用,有到了50kHz,但是绝大多数的应用还是停留在20K。-----注意这是对于IGBT模块!
有的不能超过20K,有的25K,有的40K……
具体要仔细查阅手册。
也有上百K的IGBT,比如单管IGBT,TO247封装。

3、为什么会有频率上限,超过了使用可以吗,大不了我加大风扇吹吹。
答:一般不可以。IGBT、包括其体二极管、以及很多大功率二极管  限制频率40-50KHZ  超过频率会怎么样呢,可能会爆炸! 在模电书P15页有原话:“二极管的最高工作频率,超过此值时,由于结电容的作用,二极管将不能很好的体现单向导电性” 也就是说 相当于并联了个电容,而不是二极管了,IGBTCE也相当于一个电容了,当然爆炸了。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 20:53:16
 
1.9  IGBT
关于IGBT的一些技术论点
4、
MOS的结电容比较大,应尽量零电压开通减少损耗。
IGBT有电流拖尾现象,应尽量零电流关断减少损耗。

5、
IGBT可以10us直通不炸,很多资料都这么说
MOS可能只能1us左右。
6、
“一般而言,IGBT的正压驱动在15V 左右,而Mosfet 建议在10—12V 左右;驱动电压负压的作用主要是防止关断中的功率开关管误导通,同时增加关断速度。因为IGBT 具有拖尾电流的特性,而且输入电容比较大,所以建议在-5—-15V 之间,而Mosfet
因为拖尾电流的特性不明显,所以建议加-2V 左右的负压。”
这段话我觉得不一定正确,过高的负压也会造成加大开通时的延时,负压值的增大不一定能提高关断速度。

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 20:58:15
 
2.0  其他器件的一些观点
1、“判断LM339好坏的方法。由于LM339的内部为 4个电压独立的电压比较器,4个电压比较器与电源都是并联的接法。因此测量时,将万用表的一只表笔接集成电路的电源正极,另一只表笔分别接在4个电压比较器的个个输入输出引脚上,此时同相,反相端和输出端所显示的数值应分别相同。用表笔接负极,用相同的方法进行测量,比较各相应数值的比较,一般可判断出好坏。
答:上述是错误的。今天恰好坏了个339,用电阻档测量好坏比较,VCC对每个其他脚,好的都是2.2M,坏的有些就是几百MGND对所有脚,好的就是1.5K(还是M忘了),坏了就0.9M,几十M交替。
这种芯片坏了的,判断方法最核心的还是测量芯片每个脚对相应“地”的阻抗。

2、
这是某种继电器参数,15ms是操作时间,10ms是复位时间,也就是说,继电器最少也要15ms才能开,设计时延时1ms实际就是16ms
3、
几个外观没有任何问题的,NTC热敏电阻,用烙铁一烫,阻值上涨,难道热敏坏了后会变成正温度系数?
1.png
tongfly
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高级工程师
  • 2015-9-9 09:20:52
 
芯片需要拆下来测量吗


司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-9 09:25:27
 
不一定需要,主要是有时候拆下来很麻烦,或者再拆焊盘就掉了,可以与好的板子上的芯片对应脚阻抗做对比测试,都不拆下来。
tongfly
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高级工程师
  • 2015-9-10 19:26:34
 
继电器是否需要并二极管,不并行不行
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-10 20:33:41
 
一般都会并的,保护。
不并也不是说一定不能用。
没有二极管,继电器听不到咔的那声,开关速度慢一点。
gxg1122
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LV8
副总工程师
  • 2015-10-14 15:00:33
 
受教了  并个二极管不光有保护作用 。
fengqingyang08
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LV4
初级工程师
  • 2015-9-9 12:06:52
 
直通是指最大DS电流电压的意思吗?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-9 13:10:00
 
不是,指的是桥式拓补,上下管同时导通造成的电路短路
b2_greenle
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LV2
本网技师
  • 2016-10-21 09:01:29
 
不能超频使用是因为:频率超过SPEC后,电流应力会大幅度衰减;比如 50A的IGBT,频率规格是40K  那么到60K的时候,他的应力只到了30A;一般厂商不会在规格书上写明,问他们要才会给;
所以一般做IPEAK保护时,迟滞要设的比较大,放置连续开关超频
Coming.Lu
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  • 2015-9-10 21:15:09
 
安全工作区,确是个很重要的参数。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-10 21:56:56
 
2.1  由整流桥压降引出的疑问。
整流桥其余3个点对“+”压降一样,用了41N4007二极管组合成一个整流桥发现“-”和“+”压降1.1V,每个1N4007压降0.55V,两个1N4007并联压降还是0.55V
Coming.Lu
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  • 2015-9-10 22:13:06
 
什么多少V,多少V啊,看着好晕。
画个图吧。
司马仲达
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  • 2015-9-11 09:01:02
 
好的,谢谢提醒,上传个这个图,看看大家能否理解我的意思了,不行我再画





1.png
Coming.Lu
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  • 2015-9-11 09:38:09
 
标一下,哪里到哪里,是多少电压嘛。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 10:55:23
 
如果是整流桥,比如2,3,4脚对1脚压差都是0.5V
换成四个二极管,4对1压差变成1V,其余不变
整流桥.png
Coming.Lu
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  • 2015-9-11 12:47:55
 
真有这样的事?
还没见过呢。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 13:25:21
 
我测了几个都是这样的,目前只能认为是工艺制作的问题,其他说不上来
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-16 11:44:27
 
你测了几个都是这样,你是如何测量的?你将一个电流从桥的负输入,正输出,然后你再实际测量一下压降,你看是否还符合你说的。
司马仲达
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  • 2015-9-16 13:17:54
 
我是用二极管的万用表档测的,我们公司没有恒流源……
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-16 16:54:44
 
不一定是恒流源,只要是流过一定电流你就可以测,用万用表的二极管档测量,那是压降吗?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-16 17:24:01
 
???不是吗
二极管不都一般用万用表二极管档测量吗
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-17 08:38:58
 
问题是,用万用表二极管档测量的,是压降吗?或者说,这样定义整流桥的压降,是否正确呢?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-17 13:35:30
 
数字万用表二极管档位测量出的数字表示的不是阻值,而是PN结的电压降。
实际测试的结果是我描述的那样,原因不详……
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-16 16:55:46
 
呵呵,要按照你说的这个来推论,整流桥内的二极管的阻抗特性就是线性的了,很明显不是这样。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-16 17:24:39
 
???  不明白,王工的意思是?
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-17 08:37:49
 
2\3脚对1脚,是一个二极管压降,如果是0.5V,那么4对1脚,是两个串联再并联,如果也是0.5V压降,那说明什么?说明电流I流过一个二极管压降是0。5V,而0.5I电流流过两串的二极管,压降仍然是0.5V,一个二极管压降就变成了0.25V。这是从你的结论退出来的答案,很明显,这是错误的。

一直在路上
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本网技师
  • 2015-9-20 23:44:37
 
平常还真没注意,量整流桥好坏,我都是用万用表分别量交流输入对+、-端的值,每次只牵扯一个二极管。。。
tongfly
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  • 2015-9-16 09:19:16
 
楼主您好,我实测了一下也是这样的
司马仲达
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  • 2015-9-16 09:42:04
 
哈哈,楼主暂时也不知道原因,但是有利于判断整流桥好坏,不要因为看压降小了就以为坏了
enjoy
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本网技工
  • 2015-11-14 10:10:56
 
MOS管的体二极管的压降和MOS管的性能有什么联系么
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-14 10:25:44
 
体二极管压降越大,MOS损耗越大,
单单从压降来看,对MOS的性能是不利的。
你想问的是这个吗?
Gege_fly
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  • 2015-9-8 09:14:17
 
那个尖峰是怎么回事啊
司马仲达
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  • 2015-9-8 09:27:25
 
因为GS电阻变小了
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-10 22:00:22
 
2.2  由运放产生的疑问
在单电源供电的运放中,输入越接近0V,运放输出越不按比例,如何减小这个失调电压呢?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 16:03:56
 
不知道所谓的轨到轨运放是采样什么技术减小失调电压的,哪位有所了解吗?
司马仲达
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  • 2015-9-12 09:06:21
 
一般来说,接成放大器比接成跟随器,失调范围要小
本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-12 10:28 编辑

司马仲达
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  • 2015-9-12 11:07:57
 
2.3  电容
网上的说电容的资料也很多,各种精辟资料一箩筐,在此讨论下电解电容的容量选择,因为电解电容很重要,所以提前在元器件章节先聊聊,第一部分快要结束了哈。


关于电路中输入和输出电解电容的计算(实践和实践的讨论)。
输入电解电容计算:
W/2=1/2*CU2的平方-1/2*CU1的平方   不太会编辑公式~
U2为峰值 U1为谷值电压。
实测,明玮系列电源的输入滤波电容,都比此法算出来的值要小一些,不知道是不是为了省钱……
输出电解电容:
以前做小功率正激类电源时,要求纹波很小,一般按输出1A1000UF取值就对了,后来做大功率,输出电流几十几百A,发现成品电源的输出滤波电容根本没有这么大。不说反激,讨论下正激类输出电容是怎么个选择规律呢。

司马仲达
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  • 2015-9-12 11:12:42
 
2.4   补充知识点
关于NPN三极管的饱和区,我的理解是bc结要正偏,同时be结当然也正偏,这样才是饱和区,否则只是放大区。

如果大家还对哪个器件感兴趣,我可以找找有无资料和数据,一起交流。


第一部分正章更新篇,完。

可以继续交流第一部分,准备几天资料,准备第二部分内容技术交流。谢谢大家参与

本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-16 13:21 编辑

tongfly
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  • 2015-9-12 11:19:26
 
这个三极管饱和区的论点  有无理论依据?
司马仲达
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  • 2015-9-12 13:21:33
 
有的,模电书中讲三极管和PN结时就说到过了,只是上大学时有的人没太注意。
wkg518
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  • 2015-9-16 11:52:43
 
请问是针对NPN型还是PNP型?或者是两个种都适用?
司马仲达
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  • 2015-9-16 13:18:20
 
针对NPN型的,没有说清楚不好意思
lclbf
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  • 2016-2-28 12:00:39
 
三极管工作在放大区,发射结正偏电压大于导通电压,集电结反偏。三极管工作在饱和区,发射结正偏电压大于导通电压,集电结也正偏。三极管工作在截止区,发射结反偏电压,集电结也反偏。
tongfly
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  • 2015-9-16 09:21:37
 
有无朋友知道输出电容怎么选取呢  按纹波电流还是纹波电压


YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-16 11:45:52
 
正激类输出的滤波电容哪有这样选的,你这是反激类的吧?几十A输出也不过才1000uF而已。
司马仲达
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  • 2015-9-16 13:21:58
 
我以前看半桥开关电源成品大约是这个数值的,保证纹波小于50mV还是1%以下
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-16 16:53:17
 
正激类的,输出纹波的大小,不仅仅取决于输出滤波电容的大小,因为不是反激,输出纹波电流时可以受电感影响的,因此,相通的滤波电容,不同的滤波电感,理论上纹波电压就不一样。
司马仲达
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  • 2015-9-16 17:25:20
 
我一般设计电感都是三角形I=0.2输出电流
tongfly
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  • 2015-9-16 09:19:32
 
单电源供电 还是双电源供电失调小


司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-16 09:41:02
 
这个其实是一样的,没有区别
xkw1cn
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  • 2015-9-16 12:43:17
 
?为啥比例放大器的失调会小?
司马仲达
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  • 2015-9-16 13:20:07
 
原因暂时说不上来,应该和基本运放的基本构造有关,用节点法应该能推算出来,但是懒得算了,自己搭板子实测的结果是这样
johnxih
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  • 2015-9-18 21:33:02
 
MOS并联时,会共用一个驱动电阻吗?驱动会震荡吧!

司马仲达
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  • 2015-9-19 08:41:10
 
串联在G的电阻是不共用的。
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  • 2015-11-12 14:04:00
 
楼主您好,我现在8MOS并联,想问下您图中的尖峰和下凹是怎么回事儿,是因为什么引起的?
司马仲达
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  • 2015-11-12 14:23:32
 
楼层较多,你指的是哪一楼的图啊
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  • 2015-11-12 15:14:30
 
25楼的GS波形,我遇到过下凹,但尖峰没有。我想问下尖峰和下凹是怎么形成的,是由于di/dt么?
做MOS并联,通常是在各MOS加门极电阻,但加10K的GS电阻的不多吧?
楼主能说明下这张波形的测试条件么?
司马仲达
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  • 2015-11-12 15:21:28
 
1、10K指的是GS并联的电阻,不是G串的电阻,串10K的那只有三极管
2、尖峰是由于这个10K电阻变小了,如果几百欧甚至更小你就能看到了,普通探头测试即可
3、下凹那是放电放过头了,特别是下降沿越快这个越容易出现,算是寄生LC引起的
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副总工程师
  • 2015-11-12 16:01:31
 
1和3可以理解,但2怎么理解啊?10K的电阻的作用不就是门极关闭的时候做泄放么,楼主说开启时的尖峰是因为DS并联电阻小了,是不是有些牵强,个人感觉说不太通啊,还请楼主指正。
司马仲达
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  • 2015-11-12 16:14:49
 
首先呢,这是实验的结果,所以一定是真实的结果。
这个电阻小了,开启时GS阻抗就低啊,冲击一下啊,你测GS电流波形就知道电流是一个冲击的,在低阻抗的电阻上正好反应出来。
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副总工程师
  • 2015-11-13 09:21:29
 
您好,我并不怀疑这图片是真实性,我这是觉得在理论上说不通1、你这个电阻是并在MOS外部的而不是内部,这个阻值低会分走一部分电流,增加驱动负担,如果是一定驱动能力的驱动的话上升沿应该会更平缓(个人猜测!)
2、MOS内部GS为电容;您说的开启时GS阻抗低,可以理解为di/dt增大吧,但是这变化更大程度上应该实在外部的这个并联电阻上,而对体内的电容没啥影响吧?
个人观点,如有错误地方还请严厉指正,谢谢!
司马仲达
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  • 2015-11-13 10:23:06
 
嗯哪。
1、MOS管充电通常不是恒流充电,充电时间仅仅是T=RC而已,所以起码这里不存在你说的沿的问题(个人认为,没有特意做实验),当然,也有恒流给G充电的驱动电路,伟大的恒流充电电路,不知道你是不是用的是那种。
2、DI/DT是大了,电容是没有影响的
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-13 13:57:41
 
你是要成为电源王的男人吗
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  • 2015-11-13 17:03:26
 
什么电源王的男人,我小白目前只认识司马大人
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副总工程师
  • 2015-11-13 17:04:52
 
好吧,明白您的意思了,当初填写账号不是要起个名字么,刚巧在看海贼王,就取了这个
lahoward
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  • 2015-9-7 15:05:55
 
肖特基、SIC、快恢复对电压的承受能力和雪崩能力是一致的” -- 是什么意思?

司马仲达
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  • 2015-9-7 15:21:45
 
就是相同电压电流体积的,这方面能力是差不多的,没有说哪个比其他强很多,贵的好的管子不是任何参数都比便宜的好的,强在基础的比较热门关注度高的参数上
lahoward
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  • 2015-9-7 15:53:32
 
二极管的击穿电压与雪崩电压在数值上是不一样的,并且是两个概念。
雪崩能力是以焦耳来表示的,比较雪崩能力需在相近参数的二极管之间才能进行比较,否则说他们的能力相同不具说服力,不知楼主有否实例?
司马仲达
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  • 2015-9-7 16:16:52
 
实例暂时找不到了呢
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-7 17:49:06
 
没有所谓的0反向恢复的二极管”吗?反向恢复时间为0的碳化硅肖特基二极管正方兴未艾怎可说没有,看看:
zero.jpg

xkw1cn
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  • 2015-9-7 21:15:59
 
这你也信?只要有电容;就会因电容充放电过程,就会有反向电荷,就会有反向恢复时间。你难道能把电容弄成0不成?
lahoward
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  • 2015-9-8 00:55:56
 
0反向恢复时间的碳化硅肖特基二极管推出已有十几年了,与你相信不相信无关,其机理请向厂家请教不要凭自己老旧的知识瞎猜。
xkw1cn
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  • 2015-9-8 09:00:06
 
不是厂家说没就没;拿波形说话才是硬道理。
lahoward
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  • 2015-9-8 10:06:53
 
那就请你测个波形来看看。
xkw1cn
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  • 2015-9-8 11:21:09
 
呵呵!看看数据表第三页图6,Qrr是咋说的。。。

APT10SCD120B_B (1).pdf

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lahoward
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  • 2015-9-8 13:26:10
 
那是反向电压和Qrr的关系。知不知道Qrr是怎么测量的?Trr是怎么测量的?
顺便说一句你不是说厂家的数据不可信吗?既不可信为何又要看厂家的数据而不是自己去实测?我还以为你有自己的数据了。

xkw1cn
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  • 2015-9-8 15:35:46
 
首先;Qrr是啥东西?其次;啥叫无反向恢复电荷?
原厂数据是否可信是一个次要问题,关键是不要用自己的鞋底抽自己的脸。
xkw1cn
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  • 2015-9-8 15:35:46
 
首先;Qrr是啥东西?其次;啥叫无反向恢复电荷?
原厂数据是否可信是一个次要问题,关键是不要用自己的鞋底抽自己的脸。
xkw1cn
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  • 2015-9-8 15:35:46
 
首先;Qrr是啥东西?其次;啥叫无反向恢复电荷?
原厂数据是否可信是一个次要问题,关键是不要用自己的鞋底抽自己的脸。
lahoward
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  • 2015-9-8 15:47:13
 
Qrr、Trr怎么测量的你根本不懂。另外请说话放尊重点。

xkw1cn
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  • 2015-9-8 15:54:00
 
先弄清啥是Qrr再说,别让人笑话啊!
lahoward
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  • 2015-9-9 02:03:07
 
就凭你还想质疑厂家的数据本身就是个笑话。
lahoward
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  • 2015-9-9 04:23:48
 
摘录一段Wiki关于肖特基二极管的反向恢复电压的话题供有兴趣者阅读
Reverse recovery time
The most important difference between the p-n diode and the Schottky diode is the reverse recovery time (trr), when the diode switches from the conducting to the non-conducting state. In a p–n diode, the reverse recovery time can be in the order of hundreds of nanoseconds to less than 100 ns for fast diodes. Schottky diodes do not have a recovery time, as there is nothing to recover from (i.e., there is no charge carrier depletion region at the junction).

更多内容可见原文:https://en.wikipedia.org/wiki/Schottky_diode

xkw1cn
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  • 2015-9-9 14:24:51
 
今天作业:背诵Qrr定义。
lahoward
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  • 2015-9-18 11:25:45
 
你确认你能看懂Qrr的定义?
你是不是一个偏执狂?以后天气预报报零度你可以去抗议了,告诉气象台是0.0001度不是零度,你还可以去质疑医院的无菌室是不是一个细菌都没有?另外你以后告诉别人你的身高是165.01厘米不是165厘米,怎么样?这是不是你的性格的真实写照?对了,你为什么只有1.65米?弯弯绕太多了?

xkw1cn
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  • 2015-9-18 11:39:34
 
一周多才憋出这些?东扯西撤的,这么么多天都没数据,还不面壁。
nc965
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  • 2015-9-11 09:18:07
 
告诉你吧,厂家的数据手册就是许工测试后写出来的。细微末节都是了然于心,岂是我们这些只是看数据手册的人所能评头论足的?说不定你摘录的那些描述就是许工写的。因此我耍大刀时都要看看关公是否在场,也一般都不会在鲁班门前去弄斧的。
本帖最后由 nc965 于 2015-9-11 10:46 编辑

lahoward
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  • 2015-9-18 03:11:31
 
你确认你打这些字的时候没有处于急性短暂性癔病发作期?
nc965
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  • 2015-9-18 08:50:32
 
憋了7、8天,才憋出这么一句屁话,别憋出什么毛病来哈,这种毛病貌似与癔病症状明显不同,啥病呢?找大夫吧。
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-18 13:08:01
 
看把你激动的,都语无伦次了,老兄今年快70了吧,不要过于兴奋,以免弄出个脑溢血什么的可就没得救了,不要说我没提醒过你哦!
xkw1cn
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  • 2015-9-18 13:43:23
 
你咋这样?无论技术上有多大分歧;也不该人身攻击。希望你下次写出的是数据而不是街骂!
nc965
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  • 2015-9-18 14:52:56
 
估计是个愣头青,不用搭理他。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-18 15:17:01
 
去看看他的留言板就能了解一个人了
nc965
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  • 2015-9-18 15:33:57
 
与某个人发生冲突可能是偶然的,与所有人都不愉快就是他自己的问题了,一般原因是基因有缺陷。
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-19 06:19:18
 
你眼睛不好使吗?我贴出的数据还不够多吗?你又贴出什么数据了?

你这人够阴险的,本帖就是由你挑起的事端,并且首先使用龌蹉的语言,现在又来装清高的样子。
本帖最后由 lahoward 于 2015-9-19 07:53 编辑

johnxih
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副总工程师
  • 2015-9-18 21:37:33
 
看了好几个帖子,都发现楼上的兄弟经常进行人身攻击,严重破坏大家讨论氛围!
qq80644864
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  • 2015-9-18 08:12:03
 
没有理想的器件的……
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 13:17:28
 
LA工,其实自小就有句话说“尽信书不如无书”,何况是供应商的资料呢。芯片有个参数还叫PSRR(时间久了不知道有没有记错)  你要看这个参数所有芯片抗干扰能力都是无敌的。 我对手册的看法是,很多参数,是不能完全相信数值的。只能相信趋势。
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-8 13:31:32
 
好吧,当我没有说。
但你贴了这么多资料不是没有意义吗?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 14:15:17
 
请注意我的用词
我对手册的看法是,很多参数,是不能完全相信数值的。只能相信趋势。
很多--不是所有
不能完全相信---不是完全不信
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-8 14:42:14
 
算了,信不信书、信不信手册没什么好争论的,各人自己取舍就是了。
tongfly
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高级工程师
  • 2015-9-8 16:18:50
 
不管技术好不好,讲话冲总是不好的,我是菜鸟,有些资料对我们来说是有用的,共同营造良好的讨论环境。如果有好的意见,自己可以开原创帖讨论。
nc965
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  • 2015-9-10 23:03:35
 
二极管串联无需均压的测试详情?与频率有关否?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 08:58:24
 
试验时频率应该是几十K,十几个TO220二极管串联,高压电源,无需并联电阻,老化没问题
nc965
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  • 2015-9-11 09:03:32
 
高频的话可能是电容在其均压作用。
有没有记录或者报告?二极管上电压分布离散情况如何?关注中。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 09:07:27
 
好的,我回家翻翻笔记本看看有无记录数据了,写的时候只想着分享经验了,没有做够数据。离散情况应该记得还好,因为每个管子余量算下来也不是很大。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 09:08:14
 
翻了一晚上,没有找到详细数据,只有以下数据,用的二极管是RHRP8120,数量在10-20个。
有不同实验数据的工程师们可以一起来讨论这个并联问题
nc965
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  • 2015-9-12 21:04:25
 
啊,究竟是串联还是并联?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-12 21:53:12
 
是串联的,这个没有记错的,因为排的好长一条啊
johnxih
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副总工程师
  • 2015-9-18 21:40:29
 
是不是同一批次的,一致性比较好?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-19 08:40:06
 
是同一批次的,一致性当时没测呢,万用表测二极管压降看一致性?
black_cheung
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副总工程师
  • 2015-9-7 15:49:02
 
0.49+0.1=0.59?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 15:55:03
 
后面一组数据 总电流不是3个4007的那个1.5A
xd285070
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副总工程师
  • 2015-9-8 13:47:00
 
整流二极管和整流器都是正温度系数的?笔误了吧~~~~
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-9 15:33:26
 
谢谢提醒,笔误了,已修改,被后半句话带的。
决战
  • 决战
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副总工程师
  • 2016-1-28 10:49:10
 
楼主威武,二极管串联后是否耐压是成倍增加的? 本帖最后由 决战 于 2016-1-28 11:12 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2016-1-28 11:29:08
 
必须是的
black_cheung
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  • 2015-9-7 15:46:53
 
想到了对管!
inocencelove
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副总工程师
  • 2015-9-7 22:08:31
 
据说TVS响应时间是P秒级的   关于吸收很窄的尖峰无效这个不好说吧    门极加TVS还是很好用的
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 09:29:33
 
请问 有什么规格书标称是P秒级的吗,我之前看的规格书都没有标注过这个参数。GS并TVS是必须的
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-8 15:49:44
 
TVS的响应时间为p秒级是常识,一般规格书并不作为参数列出,看看下面的截图
TVS.jpg

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 15:55:34
 
常识上来说 他是响应不到P秒级的
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-9 05:59:32
 
搞技术的可能都是很敏感的,常常表示有不足请指正之类的,一旦真有人指出其不足便会变得很愠恼的样子。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-9 09:00:26
 
只有你这种侮辱人的指正让人很恼火,看看你自己留言板别人对你的评价吧,再看看别人对xkw先生的评价留言板吧,仁者无敌。
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-9 13:53:01
 
真的是太敏感了,把正常的交流上升到侮辱人的高度,居然还喊起了“仁者无敌” 的口号,这不搞笑吗。
我知道语气重了点,但这是源自于你拒不纠错,也许面子太重要了,比如什么78L12输入12V输出还是12V啦,什么整流桥正温度系数啦,等等,此帖中谬论太多不一一例举。别人向你指出问题,你不是审视自己究竟有没有错而是先计较别人的态度怎么样,这就是你的不是了。算了,不参与你的帖子讨论了。

关于二极管论坛另外有个帖子很好建议你也建议参与本帖的网友看看,必有所启发。
http://bbs.21dianyuan.com/thread-57868-1-1.html


taorong
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本网技师
  • 2015-9-7 17:17:56
 
lz很详细呢
lilstu
  • lilstu
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高级工程师
  • 2015-9-16 22:23:06
 
赞一个,tvs确实会把焊锡融化,我做开环实验时忘了吧tvs短接,直接把焊锡融了
化二为一
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副总工程师
  • 2015-9-17 10:19:48
 
楼主的EMC经验很丰富,化二点赞!——干了近十年的工控系统的EMC与硬件设计,见识的高手,还真不多
——楼主是一个啊
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-17 13:26:31
 
惭愧惭愧,欢迎化二兄多参与
black_cheung
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副总工程师
  • 2015-9-7 15:44:43
 
司马大人,为何我印记中的1206是1/4W?是不是1206有分两种?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 15:52:47
 
是的,大部分是1/4W,这个上传的资料是我看过的功率等级和别人不一样的,在此提醒大家大批量买的时候要注意下。
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-8 03:30:53
 
楼主说1206贴片电阻大部分是1/4W有所不妥,比如风华高科的1206标准型是1/8W,功率型是1/4W,再如国巨的1206通用型是1/4W,高精度的是1/8W,高精度功率型是1/4W,+-1%精度是1/8W,因此如楼主所说批量采购应看厂家的规格书,否则极易弄错给产品可靠性带来隐患。
化二为一
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副总工程师
  • 2015-9-17 10:21:42
 
设计一定要看说明书
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-8 13:41:25
 
1206的标称功率是0.25w?电阻实际使用最好留一倍的余量,有一个案例:rcd电阻使用了4颗,1206的电阻,测试电阻上面的耐压,对应电阻功率达到1.25w,在高温环境下使用,几个月以后,pcb铜皮都被烫的翘起来,有些就炸鸡了,但是电阻是好的。觉得有必要我可以上图
司马仲达
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LV10
总工程师
  • 2015-9-8 14:13:40
 
那您当时的1206 标称是多少瓦的?
xd285070
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-9 17:05:59
 
普通的0.25w
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-9 17:27:42
 
小贴片电阻好像都比较耐抗呢,感觉~
何仙公
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  • 2015-9-21 11:11:04
 
用什么电阻,多大阻值即可以做1A保险用,又可以抑制部分浪涌
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-21 11:16:31
 
这个还要看输入电解电容多少UF。
输入电压最大多少。
还有保险丝快断慢断,不同厂家型号的分段能力。
我觉得有空算这么多,不如实验一下速度更快了。
xd285070
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  • 2015-9-21 13:37:56
 
这玩意怎么计算真还不知道~~~~用1w的?0.5w的?
johnxih
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-18 21:57:44
 
感谢楼主共享的资料,持续关注此贴中。
YTDFWANGWEI
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  • 2015-9-7 12:03:33
 
78L12,输入12V输出12V从哪里能看出来?
司马仲达
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  • 2015-9-7 13:42:04
 
嗯,我刚看了一下手册,里面没看出来12转12,但是实测是可以的。
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-7 14:25:03
 
空载测试的吧?看看下面的截图,输入输出最小1.7V。
78l12.jpg

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 14:34:37
 
印象中好像是带载了的哎,现在手头没有这家伙了,谁测了不是的欢迎指正
lahoward
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总工程师
  • 2015-9-7 15:11:01
 
这还用测?规格书没有用了。
谁测出来是的话应该向厂家指正乱写规格书。
johnxih
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-18 21:53:08
 
规格书一栏上的1.7V是典型值,并非最小值,一般的数据手册里的典型值覆盖了高斯分布正负一个标准差的值,
通俗点讲就是将近70%的器件会在典型值以下。
电源之友
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高级工程师
  • 2015-9-8 10:20:47
 
我还是先学习阶段,先收藏
司马仲达
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  • 2015-9-9 17:29:31
 
雁过留毛
dianzi1987
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高级工程师
  • 2015-12-8 22:14:39
 
对于78L12的没有留意输入12V输出多少V这个参数,但是在实际的使用中,LDO遇到过这样的一个问题,由于输入有9V 5V的自由跳变,选择的微盟的ME6210 -5.0V固定输出,sot89封装的LDO,输入可以到18V,输出电流500MA。电路使用的电流峰值不大于100MA。这样看似没有任何问题。在5V输入时可以实现5V输出,具体的压降没有仔细留意,只记得是非常小。问题出在5V突然跳变到9V时,LDO输出出现短时间的9V电压尖峰,约100ns,此尖峰严重影响后极电路。这种现象会不会是LDO在5V输入是非正常的工作状态,突然出现的9V让LDO来不及反应?那么,这样的用法真的可靠吗?
后话:我们不得不降低LDO输出电压来避免这个现象,得到了很大的改善。

liwanchaoli
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助理工程师
  • 2017-4-4 18:14:10
 
我印象中是不压差的1V靠上吧,一般几十MA的电流吧,电流越大越差越大,估计不同品牌内部架构有关?估计你很小电流,压差不明显。有时间再实测下,
YTDFWANGWEI
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版主
  • 2015-9-7 14:44:06
 
是的,不可能输入12V输出也是12V,如果真这样,估计有一种可能那就是输入17V输出也是17V,短路了。。。。。。
凡尘
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高级工程师
  • 2015-9-7 15:14:52
 
L系列表示输出0.1A,一般对于这种稳压器为了使其能够正常的工作,都要有一定的压差

本帖最后由 凡尘 于 2015-9-7 15:21 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 15:19:39
 
稳压啊,比光电容要稳吧。还能减小工频纹波啦。唯一的遗憾就是不隔离啊,要不就神的了,又便宜又好用哈哈
凡尘
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高级工程师
  • 2015-9-7 16:11:17
 
12V转12V,你确定能减小工频纹波?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 16:20:25
 
如果前面是开关电源了,可能不能了。
如果是工频变压器直接整流的,12.00转12.00我觉得不能
12.X转12V应该可以
inocencelove
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LV8
副总工程师
  • 2015-11-12 20:37:38
 
LLC呢   正想做一款LLC   模拟芯片做   5KW     知道有什么片子不?
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-12 20:40:48
 
大功率一般都用DSP做了,模拟的可以试试之前论坛在线研讨会的那个芯片,带电流检测的,挺好。

wangdongchun
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总工程师
  • 2016-2-13 08:31:35
 
非常感谢楼主分享    如果能打包的话感激不尽
tongfly
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高级工程师
  • 2015-9-8 12:33:35
 
下载了资料慢慢看,不懂的请教你
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-8 13:14:41
 
客气了,有问题大家一起讨论,我也不是绝对的权威,各抒己见
FHXWT
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-6 16:10:42
 
太好了 楼主太大方了啊  有的学习了啊  继续啊
Coming.Lu
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  • 2015-9-6 21:05:53
 
大奉送啊,这么多资料。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-6 21:44:57
 
嗯,自己搜集来的
Coming.Lu
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  • 2015-9-6 22:22:04
 
这可是多本的心血啊,这次下血本了。
myship02
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  • 2015-9-7 13:48:47
 
讲得很好,学习一下
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 14:10:52
 
船长客气了,多多指正啊,向前辈看齐。
tongfly
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高级工程师
  • 2015-9-7 14:13:41
 
这是要写书的节奏么,有图有真相。
本帖最后由 tongfly 于 2015-9-7 14:21 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 14:15:32
 
只是随便谈谈,写书还没这个火候,欢迎大家补充。
fuxudong321
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本网技师
  • 2015-9-7 15:23:09
 
楼主的帖子写得详细全面,足见认真和专业,拜读!
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 15:26:53
 
额,诚惶诚恐……
fuxudong321
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本网技师
  • 2015-9-7 15:44:27
 
附件大多是IFX 的器件,可以针对英飞凌MOS和IGBT的分类和应用做讲解?因为现在器件种类多,贵得不一定是合适的,合适匹配的才是最好的!
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 16:22:38
 
这个得请xkw版主来了,他熟
我应用IGBT比较少,一般不会做用到IGBT的功率等级呢。
fuxudong321
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本网技师
  • 2015-9-7 16:46:23
 
那你讲讲mos 的可可以嘛,每种类型的优缺点~
搬上小板凳,等版主讲课了~
世纪电源网-小王
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管理员
  • 2015-9-11 08:54:31
 
感谢楼主的经验分享,也感谢支持龙腾活动
qq80644864
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  • 2015-9-7 15:33:35
 
学习学习
xkw1cn
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版主
  • 2015-9-7 17:00:20
 
好多的资料!!!慢慢看!谢谢楼主。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-7 17:23:16
 
继续 诚惶诚恐ing……
Gege_fly
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高级工程师
  • 2015-9-8 09:15:52
 
司马大人厉害
刀刀甲
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本网技师
  • 2015-9-9 20:30:44
 
顶司马
chenxi0209
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LV3
助理工程师
  • 2015-9-10 08:42:08
 
借着人气发个请教帖子,请大家帮帮忙啊。

在调试个机器,低压110VDC输入,1200VDC输出。输出通过三个绕组串联来达到,三组串联后经过一个LC输出。如拓扑图所示。
绿色波形分别为二极管整流前和整流后的波形,红色为igbt输出波形。输入电压一点点在加,目前是开环调试,数字控制的。
在输入电压为80V时,变压器输出二极管之前的波形如图所示,基本正常,但是整流后的波形就不对了,而且第一组的输出尤其厉害。
有把输出电感改成12mh和4mh试验,都不行。
只有在某种情况,比如输入电压70V时,改变占空比,波形会好。
这个时候的输出负载一般都带了两三百瓦左右。负载更小的时候波形更差,试验结果与负载关系很大。
为了验证是不是三组串联的原因,把下面两组串联去除,单独试验第一组输出带电感电容,图像如附件所示。这个地方变更下,单独绕组时不同负载下还是同样现象,波形也有不对的。

        现在确定就是轻载的时候比如500W,机器功率是15KW,这个现象负载加大点就好了,加大到900w。是输出电感小了吗,现在都12mh了。




本帖最后由 chenxi0209 于 2015-9-17 08:34 编辑

拓扑图.png
scope_46(二极管整流前).bmp
scope_47(二极管整流后,电感前,第一绕组输出).bmp
scope_50(二极管整流后,电感前,第二三绕组输出).bmp
scope_52(去除两组串联,单独一组输出整流).bmp
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-10 13:18:52
 
二极管整流前--指的是变压器次级?
去掉下面2个绕组,就是直接把2个整流后短路是吗?
漏感一致性和分布电容一致性如何
xkw1cn
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版主
  • 2015-9-10 22:28:20
 
不知道变压器是咋绕的。三个二次绕组是啥空间关系。
chenxi0209
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助理工程师
  • 2015-9-11 08:21:19
 
就是普通绕法,
另外我传两张输出电感的波形,一张是输出正常时的波形,一张是不正常的。在某种情况下波形是正常的,但是改变输入电压或负载就不正常了。
不正常的电感上负半轴有电压,现在感觉是输出电感导致的。
本帖最后由 chenxi0209 于 2015-9-11 08:27 编辑

图片1.png

不正常波形

不正常波形

正常波形

正常波形
chenxi0209
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助理工程师
  • 2015-9-11 11:31:28
 
版主您好,上传一个绕法图,就是最普通的。有个数字弄错了。
上午没有办法有试验了个小输出电感,70uh的,还是不行,弄的输入端电流非常大。没有办法了。 本帖最后由 chenxi0209 于 2015-9-11 11:37 编辑

变压器绕法.png
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 13:26:34
 
我以前的一般初级都绕在同一侧的呢,这样绕有何好处吗
chenxi0209
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助理工程师
  • 2015-9-11 08:17:15
 
二极管整流前是指变压器输出次级。
就是相当于只有一个绕组了,另外两个断开不用了,把最下面的地移到第一个绕组上面。
漏感一致性比较可以,每个次级绕组漏感都是30uh左右。分布电容我再看看。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-11 09:02:28
 
你把输出电感先放到低位试试看情况如何,从波形看就像是DCM分布电容和漏感的振荡类似。
mei8023
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LV6
高级工程师
  • 2015-11-30 13:01:32
 
醉了,这网速根本看不了完整的,太长了
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-30 13:34:47
 
不错不错,好歹说明是有人想看的
飘飘飘
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-18 11:12:38
 
XKW1CN:司马仲达说您对功率管比较精通我想请教一下英飞凌的IGBT模块都没有给出CE电容COSS是多少?业余情况有什么方法测量么?
xkw1cn
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版主
  • 2015-9-18 11:36:12
 
对于IGBT模块,Coss是个小问题,关键参数是二极管Qrr。这些参数;需要比较特殊的工具才能测量。
飘飘飘
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LV8
副总工程师
  • 2015-9-19 08:54:28
 
做移相全桥的时候要算并联到管子的电容大小但是英飞凌的管子技术文档偏偏就是没有COSS这个参数所以没办法确定并多大电容不知怎样解决?
司马仲达
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LV10
总工程师
  • 2015-9-19 10:10:15
 
用电桥测 你会吓一跳
YTDFWANGWEI
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版主
  • 2015-9-19 11:54:46
 
用电桥测出来的结果,你跟PDF对比一下会发现有时候差别较大。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-19 13:19:53
 
甚至上千倍
YTDFWANGWEI
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版主
  • 2015-9-19 15:27:36
 
那倒霉发现,只是发现会超出标称值。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-19 15:36:49
 
你一般用多少频率,几伏电压的电桥测
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-20 20:09:32
 
第二部分
本来准备考虑先写反激还是自激电路的,前段时间恰好遇到了一个网友,交流下决定先写推挽了。话说推挽也算是电路的鼻祖了,所以按理说也该先说它。在大约5年前,在某非著名开关电源老书籍上看过这样一个故事,最早的开关电源就是推挽自激,是某美国海军尉管发明的……不过推挽没太多要喷的,因为做了几次觉得不好用,也就驱动没有让我头疼过而已,其实我看推挽是有点不爽的。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-20 20:10:17
 
2.1推挽
高输入电压的推挽在允许的情况下最好不要做闭环。
初级电流的大小等于所有次级阶梯斜坡电流以各自的匝比折算到初级的电流值加上励磁电流。在一小节里设定当直流输入电压为最小值的时候,此时导通时间最大,占空比最大且为80%。当开关管导通时,初级绕组电流以阶梯斜坡形式变化,我们以斜坡中点值为等效的平顶方波幅值Ipft,则输入功率Pin=Vdc*0.8Ipft,此处取该电源效率为80%(一般情况下都能达到),输出功率Po=0.8Pin
则有:Pin=1.25Po=Vdc0.8Ipft

关于这个书上著名的一段话推出的公式。
首先DCM不适用,浅的CCM也不适用。
本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-20 20:13 编辑

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-20 20:23:42
 
2.1推挽
书上还有一项2个公式
最终的系数分子我觉得不应该是0.5,如果非要定个系数,我觉得0.4更靠谱。
关于输出电容的公式,我验算的结果目前都和实物相差巨大
本帖最后由 司马仲达 于 2015-9-20 20:27 编辑

1.png
2.png
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-20 20:27:08
 
2.1 推挽
推挽的双倍磁通效应大家要注意了,否则可能开机就炸。
埃_维_针1
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  • 2015-9-21 17:46:30
 
司马叔,有个事儿我想问问:

1.现在采用推挽拓扑的电源产品,磁芯开气隙的占多数还是少数?

2.推挽拓扑的电源产品中,偏磁的毛病大么,我以前听过有一种流言,说偏磁是BJT时代才有的问题。我记得很久以前几位元老的帖子曾讨论过mos的温度特性,也就是说开关管使用mos可以修正偏磁,但不能完全解决问题。还是说小功率情况下偏磁对稳定工作没什么大的影响?其实到底多大功率的推挽才需要考虑偏磁这一毛病?电流模式真的能完全解决偏磁问题么?

当初调试我那推挽的时候,偶然得到一个蛋疼的波形,帮我鉴定鉴定这是咋回事:上面是驱动波形,下面是对应的mos的D极波形。
IMG20150722150142.jpg

司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-21 20:45:53
 
哎,论坛改版,让我此刻在回复你问题的时候看不全你的问题,真蛋疼。
1、少数
2、MOS是能修复,电流控制模式是可以解决的,偏磁问题没那么难解决的,淡定。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-9-21 20:47:12
 
波形是小功率时的吗
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2015-9-22 10:36:09
 
-_-|||   
我忘了这是什么时候测的波形,应该是空载或者反馈分压电阻没调好的时候。
司马仲达
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  • 2015-9-22 13:12:38
 
空载和轻载时波形是丑
xd285070
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  • 2015-9-21 13:54:22
 
不管你是推挽还是半桥,都是正激呀,只是前面2个把变压器搞成了一个,和闭环开环有啥关系~~~~
司马仲达
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  • 2015-9-21 14:14:32
 
不是的哦,开环的话,占空比大,匝比小,初级电流小……
xd285070
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  • 2015-9-21 14:37:57
 
不是推挽,是所有变换器都是,占空比越大,初级电流越小呀?和闭环还是木有关系~~~
司马仲达
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  • 2015-9-21 14:57:14
 
你想说的开环闭环的观点是什么?
xd285070
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副总工程师
  • 2015-9-21 15:08:09
 
高输入电压的推挽在允许的情况下最好不要做闭环
觉得这句话不太适合
司马仲达
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  • 2015-9-21 16:44:12
 
我的意思是这样的:
1、开环的话,占空比可以做的最大,比闭环大----这没问题吧
2、占空比大的话,匝比小,初级电流小----这没问题吧
3、匝比小,匝数少,漏感小--对吧
4、初级电流小,漏感也小,MOS尖峰小-对吧
5、于是RCD吸收好做--对吧
还有何问题吗
xd285070
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  • 2015-9-21 16:51:16
 
前提条件就是输出不稳压,要稳压的话,除了一个偏磁问题,好像和交错式正激没啥不一样哇~~~
司马仲达
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  • 2015-9-21 17:28:23
 
输出是不稳压的。偏磁问题,目前几百瓦的我还没碰到过呢
xd285070
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  • 2015-9-21 18:04:48
 
一开始我看到那句话,第一个想到的就是和闭环的单管正激的比较,一样的管子要求,2倍的输入耐压,一样的电流值大小,推挽只是把一个mos分成2个小点的。切输出电感小,输出纹波电流小,输入纹波电流小,而实际表示还没有见到的高压输入的推挽电源。既然单管正激都可以闭环,为什么推挽就不行了呐
司马仲达
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  • 2015-9-21 20:58:43
 
正激有个好东西叫复位绕组,或者叫钳位绕组。
推挽没有这个神器
xd285070
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  • 2015-9-21 23:11:47
 
就我所知道的推挽有2种,一种是次级只串电感的,一种是有串电感还串电容的。推挽2个开关管尖峰主要是在2个都截止的时候比较大吧?这个时候的尖峰和复位没啥关系吧?
对于次级只串电感的更像正激,串电容的,已经升级为乱七八糟拓扑了。
对于串电感的,那是硬开关,如果不在mos管上加吸收,就像反击电源mos不加吸收一样,漏感能量得不到释放,尖峰肯定很高了,三绕组复位的正激也是一样哇,只加三绕组,不加点吸收,mos的尖峰一样超过2倍输入。我相信mos管加个rcd,推挽在死区时间的尖峰应该就能控制下来了,高压输入的电源原边电流比低压输入的电流小很多漏感能量应该也要小很多。
对于次级串电容的,大家都说是软的,尖峰自然不存在,llc还没搞懂,串电容的就不在讨论范围以内了。

木有见到有人做过高压输入的推挽,自然每个参考,疑虑比较多了
司马仲达
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  • 2015-9-22 09:00:19
 
关键是MOS加RCD的话,R的功率太大了,高压输入管子余量较小,得吸收较多才行,理论上尖峰都能吸收掉,但仅仅限于理论,实际上总不能拿个几百瓦电阻吸收吧。就想桥一样,吸收电阻几十瓦,才能吸收可能100V的尖峰而已。
xd285070
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  • 2015-9-22 09:29:43
 
几百w的r,这有点夸张了,2w左右吧,应该比较合适~~~~我看要不要开个帖子,用龙腾的mos,做一个110v输入,12v 10a的机子,验证一哈
司马仲达
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  • 2015-9-22 09:37:16
 
110V这个推挽没什么压力。几百瓦可能是夸张点,记忆深刻吗,但是全桥几百瓦不夸张哦。
2W没风  220输入 大功率推挽是搞不定的
xd285070
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  • 2015-9-22 09:54:24
 
大功率的没有做过,我也就做过500w级别的正激,220v输入的话,要900v的mos,然后龙腾的还没有~~~~~
司马仲达
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  • 2015-9-22 10:32:28
 
900V的MOS性能也差
你是500W单管正激?
xd285070
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  • 2015-9-22 11:26:44
 
900v的mos性能差,不知道是指的哪一点。2颗11n90出500w还是比较正常的?
司马仲达
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  • 2015-9-22 13:16:57
 
结电容啊,导通电阻啊之类的,低压管子性能要好些。
自冷估计不行吧,除非散热器比铁盒电源那种大不少
xd285070
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  • 2015-9-22 14:16:41
 
900v的mos内阻比一般的mos是要稍微大一些,但是他是2颗并联,双管正激是2颗串联。2者差了4倍关系,就实际坐下来,12v 30a,双管和单管正激效率上没啥差距,应该说单管的效率比双管稍微高了一点点~~~
司马仲达
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  • 2015-9-22 14:30:08
 
你是软开关吗?
如果是硬开关,开关损耗是主流。
对于软开关,导通电阻就很重要了
xd285070
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  • 2015-9-22 16:04:49
 
我觉得还是要试一把,才行,220v的推挽,输出12v,比如10a吧,30a的pcb面积大,做一个得花不少钱
司马仲达
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  • 2015-9-22 16:12:45
 
我做过的200W推挽,吸收很难搞的,3W吸收电阻。
你可以做一个,参加武DIY
xd285070
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  • 2015-9-22 18:00:58
 
你是高压输入的吗
司马仲达
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  • 2015-9-22 19:47:24
 
220输入的,上了大当!
司马仲达
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  • 2015-9-22 20:24:35
 
2.1  推挽
个人总结:
推挽并不适合在输入电压较高的场合使用,推挽的优点是每个管子电压电流应力比半桥要小,而且驱动简单,相对于上下管的驱动,直通炸鸡的概率很小,但是相对半桥全桥来说,MOS管尖峰较大,吸收难处理。而且推挽有2个初级,不像反激那样可以简单的三明治绕法来解决尖峰问题,既要考虑初级绕组的一致性,又要考虑隔离耐压。
司马仲达
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  • 2015-9-22 20:28:50
 
2.2   反激
说反激的帖子太多了,做的人也太多了,算是运用广泛的一种。
无论是PSR还是SSR反激,都有很多他们大显神通的地方。
不过既然用的广泛,必有可用之处。
便宜啊,好做啊,管子耐压其实也好选,比正激好。

记得我刚开始学的时候就在想,,我该用CCM呢还是DCM呢。怎么设计的是CCM,通电后还是DCM
反激为嘛要垫气息,最多可以垫多大,用什么材料垫都行吗?

tongfly
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  • 2015-9-23 12:45:11
 
催更催更催更
tongfly
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反激气息能垫多少
司马仲达
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  • 2015-9-24 10:03:59
 
以我的经验,不要超过2mm,超过会带来较大的电磁干扰
司马仲达
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  • 2015-9-29 09:16:52
 
最近太忙了,好久没写了,赶紧写一点:
2.2反激
反激的变压器不是一个“纯粹”的变压器,所以他的初次级绕组不满足电压匝比定律,但是次级和次级绕组间满足。
初次级间遵循类似电流传感器的NI乘积守恒定律。
反激变压器的设计也有很多说的资料,在此不啰嗦,注明一点容易忽略的内容:
反激设计变压器时原边电感是包括漏感的!!但匝比计算的公式是不算漏感的!!

而且理论上:反激初级电感越大,输出纹波越小.


司马仲达
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  • 2015-9-29 09:21:33
 
2.2  反激
即使是CCM反激,在轻载时也是DCM的--基础。
反激气息的材料要用比较坚硬的,不能用软的,比如电工胶带。
CCM反激更类似一个电压源,DCM类似电流源。
CCM反激的闭环比DCM难调多了,所以20W以下反激很容易搞定闭环是很正常的事。



司马仲达
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  • 2015-9-29 09:25:54
 
2.2 反激
UC384X系列正常资料上都是做的固定输出PSR,如果你想做可调输出,SSR就更合适了,怎么做呢,上传个我的设计案例。
但是这种反馈有个问题~~~
SSR3842反馈.png
司马仲达
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  • 2015-9-29 09:28:00
 
2.2  再上传一个改进型384X反激案例

改进反激.doc

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tongfly
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  • 2015-9-29 15:19:15
 
没看出什么不妥的 是实际造出来性能有问题吗
司马仲达
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  • 2015-9-29 15:32:18
 
如果是PSR的384X反馈是负反馈系统,那么这个就变成了一个正反馈系统了。
司马仲达
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  • 2015-10-5 11:32:33
 
2.2  反激
针对上图反馈系统的一些测试
CS电阻,初级电流峰值不变,UC2842的1脚电压变;
输出并1000UF大电容,UC2842的1脚电压不变;
光耦次级并的电容去掉,变压器响,UC28421脚电压3.18V,不去掉,并104-444的电容均不响,1脚都是3.33V
无论是CCM还是DCM负载加重或输出电压升高,UC28421脚电压均升高;

司马仲达
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  • 2015-10-5 11:33:36
 
2.2  反激
384X系列异同点总结
3842和3844启动电压都是16V的,欠压保护都是10V.
3843和3845启动电压都是8.5V的,欠压保护都是
7.6V.
3842和3843振荡频率由4脚外部RC决定.2脚直流电压决定占空比.占空比可调范围很大
.
3844和3845不同的是占空比最大值是50%--70%.
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2.2反激
自己实验的几个结果
CS脚的滤波小RC比大RC的滤波效果好;
气隙电感公式 Lg=μ0*Np2*Ae/Lp-------不靠谱,反激的气息是垫出来的;
输出过压三个钽电容都炸了,间隔着炸了三声,可能布板子有问题,三个钽电容不均流。
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2.3 正激
正激的复位有两种形式,一种是RCD,一种是复位绕组。
正激的复位绕组书上从来不说用多粗的线绕制,电流有多大,本来我想说,这个电流就是励磁电流换算的,今天突然看到了这个公式,放上来一起分享下到底哪个更准确。

正激复位绕组.jpg
司马仲达
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2.3  正激@反激辅助绕组比较
做反激时,供电绕组需要和次级绕组同名,原因很简单,辅助绕组和次级绕组一样,只有在MOS管关断后主绕组的反电势时才能释放出能量,所以需要和主绕组反相,就自然和次级绕组同相了。
做正激时,供电绕组和主绕组同相和反相都可以。
反激的辅助绕组设计比较简单,正激的和输出绕组一样,但是在输入宽范围时,正激的辅助供电绕组不是很好做,匝数少了起不了机,匝数多了电压太高,要稳压就造成损耗过大。

司马仲达
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LV10
总工程师
  • 2015-10-5 19:34:19
 
2.4  自激
RCC自激网上很多,我要说的是另一种自激。
半桥自激,最早用于荧光灯电路中,。
优点:成本低,电路简单,自激方波波形非常漂亮,上升沿和下降沿很直。
确定:批量时质量不太稳定

半桥自激.jpg
司马仲达
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LV10
总工程师
  • 2015-10-5 19:49:51
 
2.5半桥
有两个疑问一直在心中。
1、成品电源,可长期稳定工作,但都存在“偏磁”现象
用万用表分别测上下管DS两端电压,发现读书均有5V左右差别,用调节偏磁的方法进行改进,均无效果,这种测试算不算表示有“偏磁”呢。
2、下图这种半桥和一般看到的LLC那种半桥框架主要区别在哪,我个人认为这种半桥的纹波更小,输出功率可以更大……

半桥图1.jpg
xd285070
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副总工程师
  • 2015-10-5 22:34:22
 
功率越大,圈数越少,漏感越大,尖峰越高,正激半桥一样 的问题,功率大,吸收麻烦。但是半桥驱动麻烦,变压器利用率和正激差不多。半桥前面2个电容串起来加个cbb,内阻大,唯有输出电感体积稍小于正激,但是正激频率可以比半桥高不少,成本比正激稍微低一点点,寿命个人感觉正激命更长。实际情况,电子市场里面大部分是半桥的电源,百撕不得骑姐。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-10-6 08:47:44
 
“但是正激频率可以比半桥高不少,成本比正激稍微低一点点”
为何可以高不少,半桥成本比正激低?
市场上半桥是很多,半桥单管尖峰比正激小吧,
司马仲达
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总工程师
  • 2015-10-6 08:48:22
 
半桥比正激多个管子,更好散热吧
xd285070
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副总工程师
  • 2015-10-6 12:29:41
 
第一个是管子,半桥一般用500v的,正激用600v或者900v,相同电流下,前者要便宜。
第二个是输出电感,正激的像我喜欢用铁柜吕,半桥这一般用换百环
所以半桥的电源总体成本稍低于正激。
200w左右的正激一个管子散热足以,400w左右的,前面没有pfc的,我还真没见过1个管子搞定的,要么双管,要么2个900v并联。
就市场上半桥电源的效率,比正激要稍微低一些,用了好几台36v 10a的半桥,满载效率才82,正激接近89,90,所以发热要小一些,寿命要长一些。但是成本比正激低一些。
司马仲达
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总工程师
  • 2015-10-6 18:26:35
 
市场上的正激复位绕组多还是RCD吸收多。
你之前说的频率是怎么回事?
黄白环?半桥和全桥输出不都是铁硅铝吗,你的黄白环是铁粉芯吗?
铁粉芯损耗比铁硅铝大的,不过很便宜。
xd285070
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副总工程师
  • 2015-10-8 12:01:12
 
三绕组和rcd一起复位的多吧。加了rcd的三绕组,尖峰小了很多,安全了很多
正激可以把频率提高些,半桥,就不行了,因为2个管子有死区时间,频率太高,占空比利用率就低了许多,llc,软开关,没有米勒平台,死区小,硬开关,米勒平台在功率大的时候,就很明显了。
正激的输出电感量比较大,用黄白换,很多时候是做不了的,不是因为损耗,是因为绕到那个电感量,和电流,绕不下
半桥的电感量就低了一倍,所以半桥更容易使用黄白换,所以半桥的成本会稍低于正激

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mei8023
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高级工程师
  • 2015-11-14 11:41:55
 
太艰难了,这帖子的长度是不是破纪录了,看了个把小时才到这里
司马仲达
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总工程师
  • 2015-11-14 11:53:47
 
哈哈哈,说明内容充实啊,还有更长的帖子呢。
帖子中有错误欢迎指正。
tongfly
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高级工程师
  • 2015-10-13 08:58:08