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临界模式 Buck 电感计算公式

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nc965
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  • 2016-3-11 16:22:16
因离题太远,将原帖《反激变压器设计要领》538楼内容移植到此专题,先开个头,大家讨论。

搜了一下论坛,竟然从来没人说过这个事情?奇怪了!
把上面公式整理一下就是:
Ipk=PFC*2*Iout*K
其中:
PFC设定,高PF时为2,否则为1,这个明白吧?《原帖》155楼有推导。
系数K是一个大于1的数:
高PF模式的Buck,PFC控制是不完整的,当(
2α 时段内)输入馒头波电压低于输出电压时,Buck没有输出,如图所示:

即:高PF模式的Buck,需要在 π-2α 时段内输出其他模式在全周期 π 时段内相同的能量,其最高 Ipk 必然增加一个系数K才行。


后期追补(86楼):
08.jpg

临界模式Buck电感.xls (51.5 KB, 下载次数: 1136)
mingchristian
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  • 2016-3-11 17:07:18
 
占个沙发,密切关注
admin
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  • 2016-3-11 17:29:29
 
xmz812885023
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本网技工
  • 2016-7-19 11:13:57
 
沙发
mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-14 10:59:10
 
上周一个非隔离180VAC~240VAC输入,高PF的BUCK电路,用论坛里DCDC的方法算,IPK取1.2*IO这样的方法,算出来的结果明显不对,后来搜索到李版多年以前的贴,CRM模式算,IPK=2*IO  算出来结果测试,RCS炸了,今天根据李版这里的方法,算出来的电路效率92%+ , 比FAE提供的表格算出来的效率要高一点点。
但是,根据李版说,非隔离电路做到95%以上才正常,感觉很困难,电路哪里还能再优化?

输入180VAC时频率60KHZ,非常准,220VAC输入时频率73khz  , 测试RCS两端电压测IPK(是否正确?),最高点0.17V,有一尖峰0.52V ,RCS=0.81  那IPK=0.64A?????,算出△B=0.17


而且180VAC输入的VRCS更小,我测试点是不是不对???


原理图如下,RCS=R4=0.81R
本帖最后由 mingchristian 于 2016-3-14 11:00 编辑

m.png
mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-14 11:14:28
 
输入180VAC~240VAC  输出80V0.24A  变压器EFD20 AE=31  94砸  785uh     这个参数还能怎么优化?FS=60KHZ  
nc965
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  • 2016-3-15 09:44:14
 
降低频率,用多股线等,此外,你的Ipk,dB,貌似都没有抓到特征波形。
本帖最后由 nc965 于 2016-3-15 09:47 编辑

mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-15 10:23:04
 
没上传图片是因为一直在纠结,取上图中R4俩端电压VIPK,除以R4,算出来IPK这个方法是不是正确的。现在电感用0.33*1漆包线,下午再测试一个45KHZ多股线的试试
mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-15 15:54:06
 
EFD20  0.14*7漆包线   NP=130T   LP=1080UH   

频率约在45khz   220VAC频率为53khz   实测VIPK=1.04V  RCS=0.81R    计算IPK=1.284A   计算△B=0.344

按所说,取了较低的频率,多股线,效率没有明显的提升,从92.1%提升至92.4%  ,取消工字电感,效率为93.5%,
内置MOS , D用ES2J  桥堆用贴片MB10S  , 板上的插件还有俩个CBB224,一个压敏,一个10uf50V  一个100uf100v  一个保险,

非隔离能达到95%以上才算正常,李工这句话做起来非常难啊,非隔离达到95%,难度相当于反激达到90%的水平,还是反激达到93%以上的水平啊?
nc965
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  • 2016-3-15 16:02:53
 
那是指低PF-Buck,高PF电流应力增很多,你能到93%不错了,但仍然有优化余地。反激做到93%很正常哈,同样原因,高PF反激上93%就很难了,高PF全电压反激上93%几乎就是不可能的了。
本帖最后由 nc965 于 2016-3-31 18:05 编辑

mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-17 16:57:27
 
继续跟帖,跟之前同样参数,输入180~240VAC  输出80V0.625A   50W  FS=45KHZ   用外置MOS  D取ES3J   MOS用TSF60R650S1   

EFD20  NP=130TS   LP=410UH      板上器件有07D431   KBP210   FUSE   CBB224*2   电解100V100UF

效率为93.7%


130砸要磨410uh,磨了半个小时,手都酸了,感觉磁芯应该小了

测试完EMC后改用EFD25,NP=70TS  ,LP=410UH    板上器件恢复一样,

效率为94.08%,这次终于把效率提到94%了。

关于EMC测试,之前30W或以内(最大用30W80V测试)的小板,内置MOS  ,用EMC(一)那帖子的方法,桥前一个压敏,桥后CBB224*2+工字3.3MH  变压器无 屏蔽,二极管无并联RC,有足够余量通过,

这次用50W  ,桥前用压敏+CX224  桥后用CBB224*2+工字5.6MH     变压器屏蔽  , MOS  RGATE=300R   D  RC=330PF+68R//68R

辐射测试有足够余量通过,传导测试在100KHZ之前有一个很高的尖峰,1MHZ之前段余量只有3dB ,前段那个很高的尖峰只能通过增加CX来对付?还有其他好的办法不?而1MHZ前的地方,在不增加共模的情况下,是要增加差模电感的感量吗?已经5.6mh了

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nc965
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  • 2016-3-17 18:15:02
 
看看图
mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-18 09:00:15
 
CZ电容最大加到222,效果好像不明显
400R PB 330P68R CX.bmp
400R PB 330P68R CX-L.bmp
nc965
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  • 2016-3-18 11:42:39
 
首先,电感还应优化,我大致算了一下,你最低输入180Vac,输出50W80V,Ipk=2.8A,按Bs=0.3的EFD25磁芯计算,有以下绕组可选:
线径 d
0.45
0.50
0.55
0.60
每层匝 n
33
30
27
25
层数 ε
4
4
3
3
匝数 N
132
120
81
75
感量 L
820
746
503
466
频率 F
23.9
26.3
39.0
42.1

其中应该有一个是最高效率的。当然,你有其他线径,还可以进一步精选,找到那个最佳的。 本帖最后由 nc965 于 2016-3-18 11:46 编辑

赵日天
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副总工程师
  • 2016-3-18 14:27:22
 
大师能否写下计算过程不
nc965
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  • 2016-3-18 16:31:47
 
弄了个表格

临界模式Buck电感.xls

33.5 KB, 下载次数: 1086, 下载积分: 财富 -2

lclbf
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副总工程师
  • 2016-6-10 10:00:35
 
方便把你这表格的公式贴出来看看吗?你这是送的鱼给我们呀!也让我们体验一下捕鱼的过程?!
nc965
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  • 2016-6-10 10:06:25
 
公式就在表格里啊,鱼与渔都在内了。
lclbf
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副总工程师
  • 2016-6-10 15:32:04
 
谢谢,下载看了。基础太差,有的函数看不懂。
本帖最后由 lclbf 于 2016-6-10 15:36 编辑

lclbf
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副总工程师
  • 2016-6-10 16:02:29
 
研究了一下你的计算表格,根据我们要做的电源参数,先算出IPK值,再选择磁芯骨架,根据骨架,电流密度来选择线经,确定匝数,最后根据匝数来确定电感量。不知道我理解得对不对。还有BS你表格中为啥取0.3,很多书上都取0.25-0.3,很多IC原厂的工程也说取值比0.3小好些,避免出现此饱和。
nc965
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  • 2016-6-10 23:36:22
 
0.3这个值是实测值,不是选的,在原帖有详细方法。
本帖最后由 nc965 于 2016-6-10 23:37 编辑

jiyaofei
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本网技工
  • 2017-5-10 14:33:03
 
临界模式 Buck 电感计算表格      
序号
类别
参数
符号
单位
数据来源/计算公式
计算值
 
1
设计参数
最高输出电压
Vo
V
80 
2
输出电流
Io
mA
250 
3
最低输入电压
Vil
V
高PF按最低输入电压的峰值
140
 
4
效率
η
%
95 
5
PFC设定
PFC
高PF设置为2,否则设置为1
1
 
6
输出功率
Po
W
Vo*Io
20.0
 
7
输入功率
Pi
W
Po/η
21.1
 
8
PFC修正系数
K
2√(π/(π-2arcsin(Vo/Vil)))
2.55
 
9
峰值电流
Ipk
mA
2Io*IF(PF,K,1)
500
 
10
磁芯参数
磁芯型号
EE10
11
有效截面
Ae
mm2
12.1
12
磁饱和强度
Bs
T
实测
0.3
13
骨架槽宽
B
mm
6.3
14
骨架槽深
H
mm
1.65
15
绕组参数
线径
d
mm
0.19
16
紧密系数
δ
0.9
17
窗口系数
ξ
0.8
18
单层匝数
n
δ*B/d
30.0
19
层数
ε
ξ*H/d
7
20
总匝数
N
ε*n
210
21
电感量
L
mH
Bs*Ae*N/Ipk
1525
22
最低频率
F
KHz
(Vi-Vo)/L/Ipk
45.0
23
最大Ton
Ton
us
Vo/F/Vi
12.7
        

jiyaofei
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本网技工
  • 2017-5-10 14:35:24
 
电感的单位mH吗?另外连续模式BUCK电感计算这个表格可以通用吗?
nc965
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  • 2017-5-10 14:39:16
 
目前连续模式尚未包括在内,准备加上,特请各位再做点工作。顶楼标准计算表格虚位以待。
nongfu
  • nongfu
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LV6
高级工程师
  • 2018-7-26 13:10:22
  • 倒数8
 
965老师,期待您的连续模式呢
sheng227
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助理工程师
  • 2019-5-27 14:16:06
  • 倒数2
 
学习了!谢谢!
nc965
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  • 2016-3-18 18:47:01
 
还有以下措施可提高效率
1、输出电压,比如提高到120V(PFC\THD特性可能变差),可显著提高效率。
2、差模电感对效率有显著影响,差模滤波是一个π形滤波结构,要减少差模电感,就必须增加电容,还要考虑前后两个电容的搭配,才能使差模电感最小。最佳搭配是:X电容--差模电感--桥前CBB--桥--桥后CBB。
根据你50W的功率,可以计算出差模电感在220Vac时的电流应力(约0.34A),按照工字磁芯的安匝数,1012磁芯可以做到3.3mH,0810磁芯可以做到1.8mH,超过此值意味着饱和,因此你传导有尖刺。
3、共模电感也影响效率,也要尽量小(个头、感量),你如果按照我之前的方法做板,EMC应力应该不大,可先不要共模调试,最后必要时才加进共模,从最小感量(比如100uH)开始加,直到满意。

mingchristian
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副总工程师
  • 2016-3-19 08:53:25
 
今天没上班,所以又得等到周一实行了,,,
看了版主的建议,顺势产生了一些问题。。。。。

1、VI与VO相差越大,效率会高,这句以前好像是在网上哪里看过的,而此版主的说法相反,那就是占空比越小效率越高,这个怎么推到理解?

2、差模电感一直不会怎么测试饱和,这里借此机会问一下。然后,在论坛搜索到版主你的工字电感计算表格,220Vac时的电流应力  , 是PI/VI*1.5倍这么推算吗?对照表格的最大饱和电流,那安匝数这个怎么得出来。对工字电感了解非常浅,希望帮助耐心解答


3、共模电感计算在论坛帖子也不多,之前一直是实测的方法,逐渐加大,但尺寸和线径这个都无详细计算,我觉得应该也是有跟工字电感一样的公式吧

nc965
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  • 2016-3-19 09:36:40
 
1、Buck,降压幅度越小效率越高,不降压效率最高,这不应该有疑问吧?

2、那个表格中的参数是实测的,很大致。

3、共模对效率的影响是铜损,减少感量即减少铜损

nc965
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  • 2016-3-30 09:14:17
 
进展如何,请反馈一下信息
mingchristian
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LV8
副总工程师
  • 2016-3-30 10:27:06
 
由于手上其他事情所以耽搁了一下,工字电感已经打样更大型号的,还没到,板子已经更改为输出110V ,效率等差模电感回来一起测试,本周更新最新情况
赵日天
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LV8
副总工程师
  • 2016-3-31 09:04:21
 
做好成品了是否可以测试下180VAC时候的电感峰值电流?

mingchristian
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LV8
副总工程师
  • 2016-3-31 09:33:37
 
请忽略凌乱不堪的桌面。。。。。。。
工字电感还没到,所以还不能测试之前EMC尖峰的问题

改输出110VDC  功率尽量接近,,,,所以这次计算是VO=110V  IO=0.455A   50W  ,  还有一个VO=110V  IO=0.22A

在之前的尝试中,50W最高效率是94.08%  20W最高效率是93.5%


这次效率上图,板上依然没有共模差模电感

50W:   0.444*110/51.3=95.204%
20W:   0.215*110/24.9=94.98%


虽然效率提升心里早有预先,可是一下提升了1个多点,逼近95%  还是非常惊喜的,那低PF岂不是能更高?
50W.jpg
20.jpg
nc965
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  • 2016-3-31 09:47:22
 
低PF可以到96、7%,也有做到98%的,看条件。
本帖最后由 nc965 于 2016-3-31 10:07 编辑

mingchristian
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  • 2016-4-8 14:24:50
 
打样的工字电感到了,拿着测了一下,规格参数有所改变,之前是输出80V0.625A   , 为了测试效率, 然后把板子改成了VO=110V  IO=0.455A  带灯测试带100V,


先看一个之前输出80V0.625A,输入一个CX154   工字电感3.3mh(怀疑饱和) , 一个07D431K  传到入下图
085918owvzjk73ysxkvvs7.bmp
mingchristian
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LV8
副总工程师
  • 2016-4-8 14:28:56
 
这次测试没把板改成原来的规格,沿用VO=110V  IO=0.22A规格,原因就一个,懒!
输入端用原来的一个3.3mh工字电感,一个07D431K      CX154取消。结果如下图


更改规格后,在没有CX的情况 传到不过。。。。。尖峰依然存在




l1.bmp
mingchristian
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LV8
副总工程师
  • 2016-4-8 14:34:33
 
把3.3MH工字电感改为更大磁芯,2mh电感   尖峰减少,依然存在,传到通过,与之前相比,增大工字电感 后,减少一个CX  成本减少

附上被我玩得不要不要的PCB  ,,,此板只是为了测试用,并不是出货板,吐槽请轻手。。。。。。。。

传到余量一般,估计把板子整干净,效果应该会更好
375207272115911637.jpg
l2.bmp
nc965
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  • 2016-4-11 15:41:39
 
尖峰肯定存在,我说的是尖刺,那是磁芯饱和引起的。你改了差模,效果有改善是预料中的,但差模也有个调试问题,最佳值问题。如果差模放桥前,建议要用X电容,LN才平衡,用了X电容,差模还可以减少,效率更高。
此外,变压器优化的最后效果如何,可以晒一晒,小赵提出的问题,请你也回复一下。
mingchristian
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LV8
副总工程师
  • 2016-4-12 08:19:42
 
差模放桥前的方式还没有去测试,此次测试主要是降低成本,如果放桥后不用CX  , 达到现在的效果,而放桥前,差模减少,增加CX,效果更好,但成本较之提高几毛钱,李版觉得用第一种方法是否合适。

变压器优化就是之前80V50W输出那个,94%效率,加了差模影响并不大。后来就以这个变压器定型了,没再尝试下去。

至于赵工的问题,先抱歉一个,要李版“请”我回复了。。。。。。。

之前还一直记着要回复这个问题,实验室唯二的电流探头外借了,不能直接测IPK波形,电路上有一个小电阻串联电感上,测量电阻两端电压计算IPK  ,  输出80V的时候有测试,但没记录下来,因为感觉不准确,想等电流探头回来再试试,,,,,
但是按李板的方法计算,结果应该是如下值吧,而并不是赵工说的结果
INPUT: 180VAC     OUTPUT :110VDC   0.455A     峰值是否为Ipk=2.191A
NPUT: 180VAC     OUTPUT :110VDC   0.22A       峰值是否为Ipk=1.059A
111.png
赵日天
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  • 2016-3-31 10:09:36
 
测下电感峰值电流INPUT: 180VAC     OUTPUT :110VDC   0.455A     峰值是否为Ipk=1.667A
                            INPUT: 180VAC     OUTPUT :110VDC   0.22A       峰值是否为Ipk=0.806A
guinan1688
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  • 2018-6-19 11:55:32
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李版,你好,能不能贴出工字电感计算是否饱和方法?
nc965
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赵日天
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  • 2016-3-30 17:57:15
 
我按你的设计参数算了一下怎么跟你相差好远我怎么算的输入180~240VAC  输出80V0.625A   50W  FS=45KHZ      EFD20     BS=0.3

算得
Ipk=2.199A   L=554uH    Irms=0.8977A    N=131T


哪里出问题?
本帖最后由 赵日天 于 2016-3-30 18:08 编辑

赵日天
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  • 2016-3-30 18:18:00
 
我按你的设计参数算了一下怎么跟你相差好远输入180~240VAC  输出80V0.625A   50W  FS=45KHZ      EFD20     BS=0.3    效率N=0.94

算得
Ipk=2.199A   L=554uH    Irms=0.8977A    N=131T


nc965
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  • 2016-3-30 18:48:41
 
贴出你的表格才知道哪出了问题,不过Ipk=2.2A显然是错误的,这个电流是可以用示波器抓到的,是真实发生的。
本帖最后由 nc965 于 2016-3-30 19:00 编辑

lclbf
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  • 2016-6-8 17:18:35
 
效率和磁芯大小有没有关系?和不同的IC有没有关系?
本帖最后由 lclbf 于 2016-6-8 17:19 编辑

nc965
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  • 2016-6-8 18:32:31
 
效率与磁芯大小和特性有密切关系,与IC关系不大,除非不适宜做Buck的芯片。
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  • 2016-6-10 09:33:33
 
是不是用大号的磁芯效率就会高?磁芯特性一般都用PC40的呀,在实际中我们如何来选择?
nc965
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  • 2016-6-10 09:53:37
 
增大一号磁芯规格效率会明显提高,但用铜用磁增加。但减少磁芯规格除了效率较低外,还可能被热否决。材质的情况类似。
lclbf
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  • 2016-6-10 15:29:57
 
在实际中由于空间的限制,用两个相同小的电感并联来代替大的电感,出现两个电感温度相差10度左右,这是什么原因?
nc965
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  • 2016-6-12 07:15:39
 
并联均流不好可能引起热不均衡,你串联试试?
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  • 2016-4-8 14:44:36
 
能否指明下高底PFC的数值范围都是多少?
nc965
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  • 2016-4-8 17:16:05
 
这里,高低PF是以控制方式来区分,高PF和低PF(PFC和非PFC控制)是完全不同的控制算法,因此 Ipk 显著不同。
高低PF也可以从效果上来区分,比如填谷电路,PF可以到0.9,勉强也算高PF,但不能用这个公式,因为它不是因为PFC控制产生的高PF。

ltpzm
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  • 2016-4-9 18:00:32
 
你的意思是PF值低于0.9都算低PF?可以这样理解吗?
nc965
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  • 2016-4-9 18:02:34
 
不可以。
在这里,低PF可以理解成没有APFC控制的,也包括某些人出于某种目的用APFC控制的芯片做成的低PF电源,都不能用考虑Ipk的PFC系数。

gumutian8
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  • 2016-12-23 16:46:58
 
有没有公式推导!原理是怎样?
nc965
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  • 2016-12-23 18:45:07
 
15楼
greendot
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  • 2017-4-19 21:56:34
 
移来李版的地盘.
关于PFC反激变压器初级峰值电流的计算,
李版的算式 :Ip_pk= 2*Pin*PFC/(Vin_min*D), 其中PFC=2
个人推导得 (跟AppNote一致):

2017-04-19_214139.jpg
nc965
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  • 2017-4-19 22:07:04
 
我的算式里 Ipk 与占空比 D 没有关系吧?它的含义是 Ipk_max,θ=π/2时的值。
略掉 D,令
θ=π/2,再推导一个非 PFC 的就可以看出问题了
摘录原帖155楼:
      再考察高PF情形:

      高PF时,最大 Ipk 发生在最低输入电压的馒头波峰值 Voll 处,即必须以这个峰值电压的工作点来确定 Ipk 的正确取值。
      此时,对于输入功率来讲,输入电压和输入电流同时都发生了√2 的变化,因此用 Pfc=2 即可完全表达高PF工况。
nc965
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  • 2017-4-20 08:30:40
 
在这里谈论也不妥,犹豫再三,已经开专贴:
反激变压器设计要领(二)
greendot
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  • 2017-4-20 13:13:43
 
我推导的Buck电感峰值电流结果:(α<π/2)
2017-04-21_231008.jpg
nc965
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  • 2017-4-20 14:36:34
 
以上讨论已移植到此贴,欢迎大家参与:
反激变压器设计要领(二)
greendot
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  • 2017-4-20 15:24:04
 
单独在这里讨论 Buck PFC 不好吗,为何要移去反激的帖呢,嫌不够乱?
nc965
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  • 2017-4-20 15:28:05
 
我是说反激的讨论去彼贴,Buck当然在此继续,挪过去别人也不知所云。
greendot
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  • 2017-4-21 23:15:34
 
54楼已更新。
nc965
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  • 2017-4-21 23:59:41
 
PFC模式吗? α什么定义?
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  • 2017-4-21 23:55:14
 
PFC模式吗?
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  • 2017-4-22 09:54:20
 
是PFC,对应15楼表格里的Ipk,Io和K 。
sin(α) = Vo/(√2*Vac)
nc965
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  • 2017-4-22 10:29:05
 
谢谢,正在琢磨
令α=0;(取极限的意思,以便模拟完全PFC的情形,虽然这种Buck工况实际不可能存在)
可得到 Pfc 系数不是 2,而是π/2,即1.57,能否得出此结论?
如果这个结论无误,能否直接引申到Boost-PFC去?,甚至反激PFC?
令α=π/6,Io=1A时,得到Ipk=4.58A,按我的公式计算是4.899A,误差虽然不足10%,但不容忽视。哪里有错?还在检查中
greendot
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  • 2017-4-22 11:27:44
 
1. α=0 时,IL峰点包络是个全正弦,平均后是个高Ipk/2的正弦,后者在半个工频内的平均就是Io,
我们知道,正弦的平均系数是2/π,所以Io=(2/π)*(Ipk/2) => Ipk =π*Io ,一如我的公式。
2. 恐怕不能吧。
3. 你的公式哪里来的?自己拼凑的?

nc965
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  • 2017-4-22 11:33:20
 
我的公式中的Pfc系数没经过推导,是从PFC反激移植过来的,经过仿真验证,实测也差不多。

07.JPG

其中PFC不完整部分的影响是根据能量平衡推算的,其中也有π的表达,奇怪?
基本方法是这样的:
Ipk=Pfc*2*Iout*K
其中:
Ipk=2Iout,是基本Buck关系
Pfc是PFC的影响系数
K是PFC不完整的影响系数
greendot
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  • 2017-4-22 11:50:02
 
比较你我两个系数:
2017-04-22_114737.jpg
nc965
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  • 2017-4-22 12:13:12
 
我大致知道原因了,差距应该非常小,(你上图 K 有误应为PfcK)
可能的原因是:
1、Pfc系数不应该从反激移植,它应该为 π/2,反激的情况与Buck不同
2、K系数算式中的开方,是在仿真验证时明显感觉计算值偏高,以为如反激一样有个峰值电压与有效电压的折算问题(其实没有)加上去的,应该取消。
3、按能量平衡推算的 K 系数,没有考虑到剩余的馒头波已经不是半个周期的波形了,不过因为导通角一般很小,估计误差很小。
greendot
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  • 2017-4-22 12:26:03
 
K哪里错了,你算得2.45A,我也是 K=2.45A,和我公式的4.59A比较,还算小?
nc965
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  • 2017-4-22 12:33:17
 
64、66楼有刷新
按66楼的理解重新算得 Ipk=4.71A,较之之前的 4.899A,误差大幅度缩小(2.6%),如果导通角趋于0,误差应该趋于无。OK?
greendot
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  • 2017-4-22 13:44:16
 
一个是4,一个是π,误差不是0 。
不如在α< 0.5 范围内,用一线性函数代替我的公式,误差就很小了:

2017-04-22_133700.jpg
nc965
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  • 2017-4-22 13:49:01
 
不用线性拟合,你的公式就很简单了,之前说误差很小是说找到原因后按66楼的修正后的算法,不是4与π之间的误差。其实就是馒头波的形状的变化引起的那点误差。还给出具体数据,即使高达30度的导通角,也才引起2.6%的计算误差。
按66楼修正后的算法是:
K=π2/(π-2α)
你可以与你的算法比较一下
当然不是说这个误差就无关紧要,尽管它很小且偏于安全,还是要消除的,待进一步验证无误后最后计算表格要做调整的。

greendot
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  • 2017-4-22 18:26:04
 
这个新的K和我的公式几乎一样。



2017-04-22_182330.jpg
nc965
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  • 2017-4-22 19:55:27
 
是的,这是因为它的概念是对路的,这说明,
1、用一个公式来表达两种模式的思路是对的,可以实现“统一场”
2、即使要拟合,也可以用这个公式来拟合,调整α前面的系数2的值(到1.9?)就可以简单实现更高的精度。
3、同样的思路应该可以向 Boost 以及反激引申。

greendot
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  • 2017-4-22 21:10:05
 
你试试进行第3点? 还是讨论告一段落?
nc965
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  • 2017-4-22 21:11:55
 
这里差不多了,反激还等着你继续哈,感觉反激比Buck简单,起码没那个缺口,但怎么老是没说到点子上?
greendot
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  • 2017-4-22 21:50:25
 
什么点子? 除了反激那个Ipk 已经讨论完了。
nc965
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  • 2017-4-22 21:53:05
 
在反激那个贴继续讨论,把昨天没理顺的思路理顺,应该不复杂,感觉系数2是对的
greendot
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  • 2017-4-22 22:11:11
 
PFC=2的问题, 对我来说, 已经再没补充了。
nc965
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  • 2017-4-22 22:29:56
 
除非你已经知道PFC=多少?
greendot
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  • 2017-4-23 10:25:01
 
还是补充一下吧。
其实你比较一下你我的Ipk公式,便知道PFC该是多少。
跳回去。
nc965
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  • 2017-5-23 10:49:19
 
最近刚好有个实例
高PF准谐振Buck非隔离恒流LED电源,最低输入电压176Vac,输出73V220mA
09.png
实测最大Ipk=904mA
(1楼)死区角    α = arcsin(Vo/Vil) = 0.293 孤度
(70楼)系数      K = π2/(π-2α) = 3.863
最大                    Ipk = KIout = 850mA
计入94%效率,  Ipk = 850/0.94 = 904mA
OK!


greendot
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  • 2017-5-23 16:22:59
 
好。
nc965
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  • 2017-5-26 11:09:46
 
至此,临界模式 Buck 电感的计算公式基本搞定,已经重新放到1楼,供各位下载。
这个公式可以求解临界模式的普通和高PF的 Buck 电感,但还有以下问题需要进一步讨论:
1、连续模式 Buck 如和计算?能否纳入这个表格?
2、Buck 电感优化机制是怎样的(貌似与反激有很大的不同)?
3、最大磁通密度 Bm 的选择(也就是气隙)貌似与电感的优化颇有关系?什么关系?
4、磁功率系数是怎样的(也就是如何选择磁芯的问题)?
greendot
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  • 2017-5-26 13:38:37
 
1.也许。
2.优化目标?
3.Bm是工作值?和气隙有什么关系?
4.道不同,没意见。
nc965
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  • 2017-5-26 17:18:41
 
2、优化目标是:同样的出力、同样的磁芯,啥样的气隙、Bm、L、N、F 获得最高整机效率。
3、其他参数确定后,可以通过调整气隙来控制 Bm 工作值。
greendot
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  • 2017-5-27 19:44:34
 
2.李版可试过?
3.一般是如何调整gap控制Bm?能说说其过程?

看了一下1楼的表格,频率F直接是(Vin,Vo,N,Bm,Ae)的函数,实在不用先涉及Ipk。
nc965
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  • 2017-5-28 10:34:47
 
2、这个事是工程实际问题,的确有个最佳值问题,不是随便拟定一个值就是最佳的。但是做这个验证颇要花点精力,做点实物来实测,有没有必要尚在纠结中(此贴关注度不高)。
3、如1楼贴图,此磁芯饱和强度Bs可能是 0.3T,但该电感的Bm拟定到 0.21T,即实际磁密,这对应一个气隙。把气隙磨到这个程度,才能与 L=731uH 相对应,这些参数都是以事先确定的 Ipk 为前提的,没有Ipk,一切都不能确定。
greendot
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总工程师
  • 2017-5-28 18:39:56
 
2. 整机效率,主要矛盾是开关管等器件的损耗还是电感的损耗,要分清主次,还是主次尚未可知,随时调位 ?
3. 根据你的表格,Bm,Ae,N和Ipk已定之下,算得L,跟着gap亦算得,这样似乎是Bm调节gap ,而不是反过来。
nongfu
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  • 2017-10-11 15:18:01
 
李工,一直在等揭晓第一点的答案
nc965
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  • 2017-10-12 17:13:33
 
greendot老师发力
greendot
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总工程师
  • 2017-10-12 18:05:28
 
什么情况?
nc965
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  • 2017-10-12 18:16:15
 
想把连续模式装进表格里,甚至连续模式的PFC控制(有应用吗?)
xflq198484
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  • 2017-6-28 18:37:38
 
K=。。。。 这个推导怎么来呢?积分吗?没有想明白
nc965
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  • 2017-7-8 09:16:26
 
1楼左图是正弦,正弦的平均系数是2/π(63楼),意思峰值是平均值的π/2(62楼),即:
k=π/2
Ipk=kIin
1楼右图是PFC_buck电流波形,它与正弦相差一个2α角。
高PF模式的Buck,需要在 π-2α 时段内输出其他模式在全周期 π 时段内相同的能量
其最高 Ipk 必然增加一个系数K才行(1楼)
简单比例关系,角度(减少的)差异由幅度(增加的)差异来弥补,保持总能量相当,可得到:
π:π-2α =IpkPFC : Ipk
IpkPFC=Ipk(π:π-2α
          =kIinπ/(π-2α)
          =π/2*π/(π-2α)Iin
          = π
2/2(π-2α)Iin
于是:2K=π
2/(π-2α)
(70楼2K表示为K)
但是,角度差异由幅度差异来弥补是有少量误差的,严格表达式见51楼。
顶楼计算表格里用 K=π2/(π-1.9α),可弥补部分误差(72楼)。
lian1991
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本网技师
  • 2018-1-18 19:16:47
 
疑问1. 2K表示K,怎么解释。。。
疑问2.  Iin与Io(输出电流)的关系。。。

nc965
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  • 2018-1-18 19:44:46
 
1、系数嘛,再多的系数相乘都可以用一个系数来表示。本来临界模式电流为三角形,平均电流与峰值就有一个2的系数,Buck—PFC又需要一个大于1的系数,因此是两个系数,只要懂了含义,你用K和2K都是一个意思。
2、与任何电源一样,Iin与Io的关系就是功率转换的关系、效率的关系。Buck—PFC并没有啥特殊性。

lian1991
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  • 2018-1-19 09:06:10
 
多谢李版回复,我第二个疑问想问的是,针对BUCK高PF模式,式中的Iin与Io的关系,可有公式可以表示?
nc965
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  • 2018-1-19 10:23:28
 
Iin*Vin*Eff=Iout*Vout

任何功率变换器都是这个公式

lian1991
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  • 2018-1-16 17:25:18
 
正弦波的波峰比(峰值比平均值)不是等于根号2吗,百度的。。。。
nc965
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  • 2018-1-16 20:13:43
 
有效值与峰值才是根号2
geng01
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  • 2017-5-23 13:53:12
 
这个电感计算公式很实用啊
lian1991
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  • 2018-1-16 17:17:33
 
谢谢分享
欧阳阿秋222
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  • 2018-2-24 12:37:20
 
不错,感谢分享
eaglegx
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  • 2018-3-14 08:12:03
 
深度好文,
shehuiqingning
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  • 2018-3-20 11:24:14
 
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guinan1688
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  • 2018-4-15 22:10:52
 
李版,你好,匝数N:如何取值?如何计算得?
nc965
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  • 2018-4-16 09:19:13
 
匝数是由窗口(骨架槽宽),线径,层数确定的,计算表格里有公式,简单的几何关系。
kljsw
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  • 2018-5-1 18:18:06
 
请教李工,平时做的BUCK都是是轻载时DCM,稍加载进入CCM。想请问一下这种临界BUCK主要应用在哪些上面?有什么优点呢?
kljsw
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  • 2018-5-1 18:20:28
 
这种拓朴是不是主要用来做LED恒流电路的呀?还请李工指点疑惑。谢谢
nc965
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  • 2018-5-1 20:08:12
 
DCM做小功率有优势,做高压有优势,做PFC有优势。临界模式只是DCM模式的设计条件。
kljsw
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  • 2018-5-1 22:06:44
 
可不可以理解为以临界为设计条件,小于临界的电感量就在DCM模式,这种主要应用于小功率,高压,还有一些PFC的LED应用上是吧?可不可以这么理解?

nc965
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  • 2018-5-1 23:40:19
 
正确
kljsw
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  • 2018-5-3 12:40:05
 
谢谢李工解惑!!!
warren300
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本网技师
  • 2019-1-4 17:32:31
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正是我需要的
and3518
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  • 2019-1-25 15:50:40
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学习了。
zepeng89
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助理工程师
  • 2019-3-15 14:27:43
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看得有点乱,不知道怎么设计了
nc965
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顶楼有傻瓜表格
mannxp
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本网技工
  • 2019-3-27 10:43:51
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感谢楼主
yunchao
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