| | | | | 这种类型的驱动没有电容串在电路中所以动态特性会比较好,不会出现占空比突然变化引起的误触发问题,测试中快速改变占空比或快速改变开关频率都未发生异常,突然关掉、开启驱动信号驱动电路也工作正常。不同开关频率的波形如下。 图1-3 20%占空比10K-100K的驱动波形 图1-3中蓝色波形为PWM输入信号黄色波形为输出信号Vgs,相同开关频率不同占空比的波形如下。 图1-4 20%-70%占空比100KHz的驱动波形
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| | | | | | | 这种类型的的驱动设计起来相对简单些,需要注意的是隔离变压器漏感要小励磁电感要适当。漏感大了会影响输出的上升沿,励磁电感大了会影响下降沿小了会影响效率。下面的是200KHz时的波形现象明显些。 图1-5 20-80%占空比200KHz驱动波形 如图1-5当脉宽较窄时漏感造成上升沿变缓的矛盾凸显出来使输出的波形幅值降低,下降沿由于脉宽窄储能少关断也变缓,经仿真验证当脉冲较窄时适当减小励磁电感可以加快关断速度。
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| | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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积分:109767 版主 | | | 当占空比较大的时候,比如80-90,此时去磁怎么实现的?
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| | | | | | | 他这个自供电的,占空比小了,供电就不足了。合适50#的LLC
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| | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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积分:109767 版主 | | | 而且既然加了变压器驱动,为什么后面还要加图腾柱呢?
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| | | | | | | 原打算用RCD电路来实现去磁,实测后发现可以去掉RCD电路,变压器初级的最大Vds在30V左右(管子用的是60V的),去磁大概是通过次级电阻R1实现的。信号发生器的最大占空比是80%更大占空比的情况暂时还不清楚。
实现上述功能不需要这种图腾柱结构,加图腾柱有其它作用。
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| | | | | | | | | 前面用正激驱动。后级用整流储能,当然你不光是传递信号,同时还能传递能量,供电给其它用,
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| | | | | 变压器隔离驱动原理是一边传递信号一边传递能量,图1的这个电路次级采用图腾柱结构是想将能量传递和信号传递分开从而提高电路的灵活性。比如某些应用希望驱动信号带负压的图1这个电路稍作改动即可实现,由于次级电阻R1有去磁效果所以实际搭的电路是没有加RCD吸收的,见下图2-1。 图2-1 带负压输出的变压器隔离驱动电路 只需再增加一个电容C2在G、S两端就实现了正负脉冲输出,见下图2-2 图2-2 带负压的驱动波形 实验电路的电容C1=C2所以输出波形正负电平对称,需要不同正负电压的改变电容C1、C2的比值即可。
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| | | | | 前面RCD哪里,如果MOS在关断复位以后震荡了,然后幅度大一点,输出驱动也会浮起来的,关断的下降沿时间确实和电感量有关系
最主要的是,这玩意还得上到整机测试才行,我也是单独测试非常OK,上到整机上面就效果就差了许多
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| | | | | | | 测试和仿真时也发现了这个问题,RCD这种复位方式当励磁电感感量较低时容易震荡而振幅较大时会产生错误的输出驱动信号。
有一种前级推挽驱动效果不错后续将探讨一下。
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| | | | | | | | | | | 有没有试过在初级串联一个小寄生电容的二极管,仿真效果是能降低振幅,不知道在实际电路情况会如何。
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| | | | | | | | | | | | | 正激式驱动,处理好了,驱动不会浮起来,就是驱动功耗太大了,外围稍微复杂了些。
串电容的,驱动会否起来,当初级电容并个二极管箝位,有一定的效果,看上去是可以用的
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| | | | | | | | | | | | | | | 正激式驱动不太适合占空比宽范围变化的场合原因如下:
1、正激式驱动工作时变压器励磁电感要始终保持连续模式,如果励磁电感出现了断续模式则很容易震荡造成输出浮起来等问题(如误触发或不触发)。
2、要保证励磁电感连续可采用加假负载的方法,这个假负载要根据最小占空比来设计比如10%功耗为1,当最大占空比时(假设是90%)根据公式Uo=Ui/(1-D)电压将增加9倍功耗将增加U*U/R=81倍。
3、当占空比较大时MOS管承受的电压也变大,需要高耐压的MOS管成本增加。
原因1和2都是实测时发现的问题后通过仿真验证过的,综合几种方法采用隔直电容的方法是最理想。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 相信很少有人会拿正激式驱动来做占空比高于50%的应用吧,比如驱动双管,半桥,全桥,正激式驱动比串电容的要可靠,比如像BUCK这类需要占空比接近100%,估计也只能采用比如辅助电源加光耦才好实现吧
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 嘿嘿,其实我不关心它能做什么用,我只想知道它的极限在哪里。
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| | | | | 如果希望输出波形的边沿更陡峭抗干扰能力强可以通过增加一个比较器来实现。 图2-3 变压器隔离驱动+比较器 仿真结果如下 图2-4 带比较器修正波形
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| | | | | | | 能量和信号传递分开可以实现变压器+光耦组合隔离方式,见下图。 图2-5 变压器+光耦组合隔离电路 这里隔离变压器只做能量传递对电容C1充电使电容电压维持在5V左右,光耦实现信号传递。相对于普通的光耦隔离这个方式不需要辅助绕组能量可以自给自足。 如果将能量和信号传递彻底分开则可以实现100%的占空比,见下图。 图2-6 可实现100%占空比的隔离电路 外接或自搭一个小于等于50%占空比的信号用来驱动变压器实现能量传递,独立出来的PWM信号不受限制可以实现占空比0-100%的变化。
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| | | | | | | | | 这个电路更不好,光耦会丢波,有个上下沿。我2001年就试过 了,不然同步就出来(这种方式) |
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| | | | | 上面的实验和仿真都是用RCD电路去磁,下面仿一个采用隔直电容去磁的。 图3-1 初级隔直电容去磁隔离驱动电路 图3-2 初级加隔直电容去磁的波形 图3-2的波形显示单采用初级隔直电容输出驱动n_Vgs信号的峰峰值不变,正、负电压比例受占空比影响,隔直电容C2通过自动调节电压大小维持伏秒平衡同时也改变了正负比例。 一般可在次级串联一个同样大小的电容C4来解决这个问题,电路如下 图3-3次级加补偿电容电路 仿真结果如下 图3-4 次级电容补偿后的波形 如图3-4当稳态时次级电容和初级电容的压差不变也可以认为是两个电容互相抵消,从而实现了去磁又不影响电路的效果。 成也萧何败也萧何,当占空比动态变化较大时电容反而会造成开关管的误触发。 本帖最后由 boy59 于 2016-8-28 09:39 编辑
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| | | | | | | 占空比动态变化仿真的电路如下: 图3-4 电容去磁变压器隔离驱动 首先占空比由90%突变到10% 图3-5 占空比90%突变到10% 由图3-5所示当占空比突变后输出驱动n-Vgs的电压发生了上漂结果会导致开关管的误触发。 其次当占空比由10%突变到90%的波形如下 图3-6 占空比10%突变到90% 图3-6当占空比有小到大突变后导致n_Vgs信号下漂造成开关管不触发。结合图3-5和图3-6这个问题是由于电容C2和C4的压差发生了变化,如果能保持C2-C4的电压不变则输出驱动n_Vgs将不受电容的影响。 将电路图3-4中的电容C4改成10nF后仿真结果如下: 图3-7 C4=10nF 占空比大到小突变波形 图3-8 C4=10nF 占空比小到大突变波形 如图3-7、图3-8所示选择恰当的电容或许采用隔直电容复位的变压器隔离驱动本身就能满足动态要求。 如果漏感按0.1%设计可以得到更宽的占空比范围。 图3-9 漏感0.1%占空比95%-5%突变
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| | | | | | | | | 请问版主是用的simplis做的仿真吗?大小占空比突变或频率突变的波形发生器是如何搭建的呢?请教一下,谢谢您。 |
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| | | | | | | | | | | | | 逻辑门输出无法转换成开关信号呢,我试了LTspice】simplis\PSIM仿真都不太好用,请问您使用什么软件搭的仿真?又是如何将逻辑输出转换为其他电平?转换后一致性还能得以保证。谢谢指教。能否指名仿真图?
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| | | | | | | | | | | | | | | 我是用Saber仿的,电平转换可以用比较器、理想乘法器……。或者用锯齿波加比较器来实现会更简单、更专业些。
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| | | | | | | 你好 我想问下变压器串隔直电容是怎么完成磁通复位维持伏秒平衡的?
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| | | | | | | | | (Vin-Vc)*Ton=(Vin+Vc)*Toff (半桥类带隔直电容的伏秒平衡)
上式中Vc就是隔直电容上的电压其会自动调节来维持等式的成立(伏秒平衡),不过这一过程需要一定的时间,当隔直电容采用前大后小会改善动态特性。
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| | | | | | | | | | | 那如果没有原边的电容,当输入低电平时Q5导通就会下正上负,有可能损坏Q5?
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| | | | | | | | | | | | | 三极管旁需要加二极管,主要原因是如果没有原边隔直电容而变压器又没有开气隙则经过一段时间后变压器会饱和。(驱动无法完全对称,磁偏是一定会发生的)
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| | | | | | | | | | | | | | | 我还是没有明白,麻烦再详细给我讲讲,驱动为高的时候原边隔直电容为左正右负、变压器电压电压为上正下负。当驱动为低时,励磁电感的能量通过那个回路释放呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 驱动为低时励磁电感先通过Q5向隔直电容放电(要并二极管来处理死区),当能量释放完后隔直电容再通过Q5反向驱动励磁电感,周而复始。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你途中标出的红色部分是励磁电感释放的时候,那时候驱动信号明显是高电平啊?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 低电平的时候变压器原边绕组是下正上负吧? 这时候回路在哪里,是否经过Q5?能帮我画出来最好了
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上下图红对红绿对绿,三极管旁并二极管或换成mos管。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我也做了一个仿真为什么驱动为高的时候电流是上升的而你的却是下降的?
这个是原理图
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这只是电流方向定义的问题,如果把你的电流表正、负端互换那么电流方向就跟我的一样了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还有个疑问 我见好多推挽的驱动像Q5的位置并没有接反向二极管啊
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 功放的推挽电路一般不接二极管,开关型的都需接二极管或者是直接换成MOS管(自带体二极管)。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 非常感谢你前面的回答受教了,那我还有个疑问 当驱动为高的时候电容左边是高电平,这个时候我仿真的电容两端电压却越来越负,怎么不是越来越正呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电容、电感会引起电压电流的超前滞后等问题,对于隔直电容应用好像不用太在意。
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| | | | | | | 是通道2这样的波形吗?驱动波形突变?驱动电路是驱动变压器的副边没有加隔直电容。
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| | | | | | | | | 可能不是这种情况,副边有隔直电容的才会出现误触发的问题。
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| | | | | 楼主请问你发的有个PFC的saber仿真,能否共享一下呀
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| | | | | | | 难得兄台这么有心,那个帖子我再整理一下把电路及工作原理全都详细的介绍一下还望多多支持。 |
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| | | | | 尝试过几种方法,采用隔直电容是其中最简单实用的方法。电路中加了比较器用来修正波形,电路如下。 图4-1 隔直电容+比较器变压器隔离驱动 仿真结果如下 图4-2 占空比98%-2%突变驱动波形 图4-3 占空比2%-98%突变驱动波形 如图4-2、图4-3经过比较器的修正后波形比较理想。这种带隔直电容的隔离驱动占空比变化范围越宽越难设计,在仿真中是按如下方式确认参数的:
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| | | | | | | 首先选定变压器的电感量,图4-1这种带隔直电容的应用希望变压器的励磁电感越大越好,但电感大了漏感也会随之变大所以暂时将变压器电感量限制在mH级附近。 其次选择初级隔直电容C1,将电容C1和变压器电感Lm构成的谐振频率设置为开关频率(100KHz)的1/10左右,由于频率相差较远可避免隔直电容C1对电路的影响。实际选取的C1值可比计算得来的值大一些,过大的C1电容会增加无功功耗影响效率。 再次确定次级电容C2,将电容C2和变压器电感Lm构成的谐振频率设置为开关频率的10倍左右,单开关周期内可完成十次震荡可以快速响应动态变化。 最后对于占空比变化范围不是很宽的应用电路参数可以适当放宽一些,比如电容C1值可以选小一些、电容C2值可以大一些的。
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| | | | | | | | | C*V=I*T,驱动电流大了,电容小了,必定会造成驱动电压下降,你图,实际可能不能很好地工作,驱动线圈是浮地,运放可能就不听话了,这个仿真和当度驱动上电是测试不出来的,只有上到实物上才行。
初级那个电容加个二极管,确实可以限制驱动突然掉以后,浮起来,配合电感量和变比,实际应用也是可以的
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| | | | | | | | | | | 电容小了是会造成驱动波形失真如图4-2和图4-3,不过采样这种信号和功率传递分开的方式再配上比较器波形还是很理想的,比较器是由电容C3供电这是一个没有滤波电感的正激驱动会有什么问题?
加二极管确实有一定的效果
我仿真的占空比98%-2%范围太大如果是通常的使用范围加二极管应当是可行的。
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| | | | | | | | | 我想问一下大神,初级的1/10和次级的10倍是怎么得来的?
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| | | | | | | | | | | 那是早期还不成熟的看法。可参考29楼图5-2的仿真数据,先根据最大占空比变化范围确定c1/c2的值,在波形不失真的情况下c2越小越好。
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| | | | | 模拟了一组数据所用电路及参数参考下图5-1 图5-1 数据模拟参考电路 负载设定为10nF电容,次级电容C2=1uF初级电容C1为变化量。电路中增加了钳位二极管D2、D3可用来钳位电容C1上的电压以限制震幅降低无功功耗。 本帖最后由 boy59 于 2016-8-28 20:46 编辑
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| | | | | | | 测试方法是在某一突变占空比下改变电容C1的值观察其输出电压值,当突变时输出电压略微出现畸变(电压抬升或降低)时的电容值既为临界电容值,按此方法将占空比从大到小突变逐渐过渡到从小到大突变得到的数据如下 图5-2 模拟测试数据 如图5-2当占空比的变化范围超过40%以后,上或者下钳位二极管起作用使电容C1上的电压钳位在0-Vcc之间。上述数据反映了满足相应动态特性的最小电容比。 本帖最后由 boy59 于 2016-8-28 09:32 编辑
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| | | | | | | | | 将图5-2的数据描绘成曲线如下 图5-3 模拟测试曲线 图5-3横坐标是占空比变化范围纵坐标是电容C1与C2的比值,占空比变化范围在90%以内电容比值变化接近2^n规律如图(b),当占空比变化范围超过90%后电容比值迅速上升如图(a)。 另外测试中尝试过改变负载电容值(10nF-100nF),改变变压器电感量(1mH-0.1mH),同时改变两电容值保持C1/C2比例不变(C2电容由1uF变为0.1uF),这些变换都没有影响到电路的动态特性,这说明要满足电路的动态特性只需根据占空比的最大变化范围去设计恰当的初次级电容比即可。 本帖最后由 boy59 于 2016-8-28 09:34 编辑
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| | | | | | | | | | | 根据图5-2的数据将图5-3(a)的曲线用方程表述如下 公式中的△D为占空比变化量,根据公式(5-1)可以估算出这两个电容的比值但还无法确定最终的电容值。一般负载电容(MOS管Ciss电容)是已知的比如仿真中假定的Ciss=10nF,次级电容C2一般要大于10倍Ciss才能保证波形不失真,仿真中取的C2=1uF既100倍的Ciss,C2取的太大会增加无功功耗,见下图 图5-4 不同电容下的变压器励磁电流对比 图5-4是占空比90-10%突变时的驱动波形及励磁电流波形,当电容C1=128uF、C2=1uF时励磁电流峰值1.18A,将电容都降低10倍C1=12.8uF、C2=0.1uF则励磁电流峰值降低到0.43A。
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| | | | | | | | | | | | | 或许可以容忍一定幅度的波形畸变(安全触发电压以内),通过减小电容来降低励磁电流、降低成本。再或者为了进一步降低励磁电流让波形的畸变更大通过修波神器来进行波形校正。 下面的是采用图4-1带有比较器波形校正电路的仿真结果,其中电容C1=C2=0.3uF。 图5-5 带比较器的占空比90-10%仿真波形 图5-5中只要畸变的波形不超过参考电压Vref比较器就能将波形修正过来,在此参数下励磁电流峰值降低到86mA. 图5-6 带比较器的占空比10-90%仿真波形 图5-6是由轻载突变到重载,其中励磁电流峰值也在86mA左右。 图4-1电路通过增加一个比较器就可大幅降低励磁电流提高动态效率,而且变压器励磁电流降低后成本也会降低,那么比较器成本增加变压器成本降低综合成本会如何?
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| | | | | 这种带电容的隔离驱动有个缺陷,见下图 图6-1 PWM关断后驱动波形 如果PWM信号突然中断次级电容C2没有能量释放途径,当励磁电感反向或能量消失后驱动电压会被被抬高到电容C2电压水平上,这在某些应用上是不允许的。 可否采取一些措施来解决这个问题?
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| | | | | | | 我采用的方法如下 图6-2 带关断保护及延迟启动电路 关断保护原理是借鉴单片机的看门狗工作方式,当驱动信号正常工作时n_1处为0-5V的脉冲信号电容C10被拉低到低电平(喂狗),当驱动信号突然关闭后电容C10通过电阻R3充电,当电压升到一定值后三极管Q6导通,比较器正端被拉低到低电平输出始终锁死在低电平。当驱动信号恢复后电容C10立刻被放电至低电平,驱动电路解锁恢复正常。仿真结果如下 图6-3 加关断保护的仿真波形 R3、C10是关断保护启动参数,通过调节RC周期来调节启动关断保护时间。如图6-3中在关断保护时间大约在0.25mS,而图6-1中误触发时间大约0.4mS,0.25mS足以实现可靠关断。 本帖最后由 boy59 于 2016-8-29 21:42 编辑
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| | | | | | | | | 因为电路在刚启动正常电压还未建立的时候可能会随机产生误触发信号,从可靠性的角度考虑增加了一个延迟启动功能,一个电容C5就可以实现,仿真如下 图6-4 延迟启动波形 以上功能都得益于信号和能量的分开使电路的应用非常灵活,甚至可以把单片机直接放到次级以实现更强大的功能。
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| | | | | 不知有人分析过这种带隔直电容的隔离驱动拓扑没,通过变换参数将得到一种非常优秀的软开关拓扑,其性能甚至要优于LLC拓扑,后面想和大伙一起探讨一下这种拓扑共同发掘出它的潜力。
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| | | | | | | 电路原理图及参数如下 图7-1 LCLC软开关电路 参数:输入电压5V,开关频率100KHz,电容C1=C2=2.533uF,励磁电感Lm=50uH,漏磁1uH(次级同),输出负载20欧姆电阻。电路谐振腔中包含两个漏感、两个电容、一个励磁电感,这个电路的初级跟LLC电路一样次级略有不同。仿真结果如下: 图7-2 LCLC软开关仿真波形 图7-2显示在谐振点附件这种LCLC软开关同LLC软开关特性基本一样。
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| | | | | | | | | 将两种电路进行对比仿真,异同点如下 1、LCLC电路(名字只是为了区分LLC电路)对称性好,如果把次级的二极管换成MOS开关管后不仅可以实现同步整流而且可以实现能量的双向传递。 图7-3 可双向传递能量的LCLC电路软开关 2、相同参数条件下LLC电路的输出电压只有LCLC的一半,换句话LCLC电路可以节省用铜量但多增加了一个电容。 3、图7-3的电路输出为半波,纹波要比LLC大,可增加一个线圈实现全波输出降低纹波。 图7-4 全波LCLC电路 4、其它如增益特性、特征波形等两者基本相同。
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| | | | | | | | | | | 在仿真的过程中发现了LLC电路的一个特性: LLC电路是电流型电路,既负载变化“电流不变”。这可以从LLC电路的特性曲线中观察到一些趋势。 图7-5 LLC电路特性曲线 图7-5为Q值曲线,不同的Q值可以理解为负载电阻发生了改变,在“恒定电流”下当负载变化后输出电压也会随着发生变化,如图7-5在同一频率Q值减小增益变大,不过这个“恒定电流”是非线性的。 通过多组数据的仿真验证找到了LLC电路的规律既 I*T=U*C 公式(7-1) 这说明LLC电路是依靠电容来传递能量的。相对于原LLC电路的增益公式
公式(7-2) 公式(7-1)要容易实现的多,后续将以公式(7-1)为理论参照尝试设计一个LLC控制电路。
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| | | | | | | | | | | | | 控制电路的仿真结果很理想,如下图 图7-6 LLC电路动态波形 图7-6输入电压为5±0.5V的波动电压,输出目标为3V,负载由1欧姆渐变至50欧姆,频率范围控制在谐振频率的左侧既容性区。图7-6的结果证明LLC电路就是依靠电容来传递能量,其特性符合电容充放电特性。(此控制电路并未添加传统的控制环路)
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| | | | | | | | | | | | | | | 负载突变的动态响应如下
图7-7 负载突变动态波形 如图7-7负载突变时的动态响应还是比较快的,可能由于电路中只有拓扑本身的增益所以静态误差不是很理想,增加一个一类补偿就可以解决这个问题。 通过LLC电路这个例子可以总结一个规律,一个电路如果其特性可以用方程来描述并且其方程可以用硬件电路来实现那么这个硬件电路将是最合理的。这个规律可以引申到Boost、Buck、正激、反激等电路,如果这些电路也采用了最合理的硬件电路其性能会得到很大的提升。 本帖最后由 boy59 于 2016-9-1 14:53 编辑
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 通常LLC电路是不适合宽电压范围的应用,除了效率因素外超宽的频率变化范围也是现有的反馈电路难以处理的。当LLC电路始终工作于容性区时 可以解决宽频率与效率的矛盾,这个已经有人实现产品化了。宽频率变化范围的控制可以用公式(7-1)的理论来解决。 图7-8 宽输入的LLC波形 如图7-8输入电压6.5±3V波动变化,输出恒定3V,由此可以推断采用这种控制方式后LLC电路可以直接用在整流桥后而无需再加一级PFC(不考虑功率因数)。图7-8局部放大如下: 图7-9 局部放大图 如果把输出的基准改为0-3V的馒头波则可以观察到动态宽范围输出波形。 图7-9 宽输出LLC波形
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| | | | | 很好的驱动分析,
不知concept的驱动是如何实现的,
是集成了很多附属功能,保护,整形等等?
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| | | | | | | 谢谢鼓励,其实我对驱动不是很了解,兄台如果有相关资料若能分享一下当是感激不尽。
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| | | | | | | | | 如附件,是concept的一款IGBT驱动模块介绍
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| | | | | | | | | | | 看这款驱动模块也是把能量传递和信号传递分开,虽然不清楚芯片内部是如何处理的但是采用这种能量和信号独立的方式还是比较容易处理的。
上面这一款驱动可以参考一下。
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | | | |
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| | | | | | | | | | | | | | | 图中有个整流桥后面还有个1uF的电容,这个应当就是起能量传递用的
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | | | | | 信号的隔离是通过变压器来实现的,而很明显变压器既传递了信号也传递了能量。所以说信号传递跟能量传递是没有分开的吧?至于后面的整流桥跟电容,已经跟信号传递跟能量传递没有关系了,属于信号跟能量的处理了。个人理解。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 您这样说是很有道理的,我想表述的是当信号消失后次级的能量依然能够保持,这样能量和信号就“分开了”。
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| | xkw1cn- 积分:131244
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- 主题:37517
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- 帖子:55598
积分:131244 版主 | | | 这种RC模式;确实会导致初始的几个脉冲变形。
另外;分离的变压器方案,与集成方案各有特点。
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| | | | | 按图5-1的电路修改了原电路,将变压器的前级改为推挽驱动,又增加了一块PWM发生电路用来产生90%-10%和10%-90%突变的占空比(开关频率50KHz)。 图8-1 电容复位变压器隔离驱动电路 首先将图5-1中的电容C1、C2都设置成10uF,实测的90%-10%占空比突变波形如下: 图8-2 C1=C2占空比突变时的驱动波形 图中黄色曲线为输入信号蓝色曲线为变压器次级信号红圈为突变时刻,当占空比大范围突变后次级信号会被抬升结果导致被驱动的MOS管误触发。 其次将次级电容C2换成0.1uF 后实测占空比突变波形如下: 图8-3 C1=100*C2占空比突变时的波形 图8-3的结果同仿真的波形很相似,突变后驱动信号略微有点抬升但不足以引起MOS管的误触发。 图8-3的局部放大波形如下 图8-4 占空比突变后的驱动信号 以上通过实际电路验证了选择恰当的初次级电容比可以解决采用电容复位的变压器隔离动的信号突变问题。
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| | | | | 来论坛这么久,看到受益最大的一个帖子,对楼主精湛的技术功底无比佩服 |
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| | | | | | | 之前只是从实验的角度做了定性分析,经兄台提醒准备把其理论方程推导出来实现定量分析。
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| | | | | | | | | 首先将电路做简化处理如下图, 图9-1 简化的隔离驱动电路 上图除了没有隔离功能外其它功能与原电路一样(漏感暂时未考虑),在稳态时电容C1和电容C2上的电压大小相等且方向相反。当动态时分为两种情况:第一种情况、占空比由大突变至小,第二种情况、占空比由小突变至大,由于第一种情况会引起输出(MOS管的输入Ciss)电压抬升导致MOS管误触发而第二种情况不会,所以只需分析第一种情况。 |
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| | | | | | | | | | | 当占空比由大突变至小时,电容C1通过励磁电感Lm放电使电压逐渐降低,电容C2通过对输出Ciss的放电使电压逐渐降低,如果能保证电容C2的电压始终小于等于电容C1的电压那么输出电容Ciss上的电压就不会被抬升。 根据上述原理分别推导出两个电容Uc1(t)和Uc2(t)的时序方程,下面分三种情况做以对比分析: 图9-2-1 Uc2=Uc1临界模式 第一种情况匹配参数使Uc1(t)和Uc2(t)两条曲线接近临界值,从图中看计算结果Uc2有小部分大于Uc1,仿真结果在占空比突变时刻输出电压也略有抬升。 (仿真时为了看清PWM波形特将开关频率降至5kHz,输出电容Ciss提高至100nF,参数改变对曲线趋势影响不大)
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| | | | | | | | | | | | | 图9-2-2 Uc2<Uc1 输出无电压抬升 第二种情况增大电容C1使曲线Uc1(t)>Uc2(t),从上图仿真结果看满足Uc2<Uc1时输出电压没有被抬升。
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| | | | | | | | | | | | | | | 图9-2-3 Uc2>Uc1输出电压抬升 第三种情况减小电容C1使曲线Uc1(t)<Uc2(t),从上图仿真结果看不满足Uc2<Uc1时输出电压被抬升了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 图9-3 电路及公式 最后再把电路和公式整理一下,大约可以得出这样一个结论:增大励磁电感Lm、增大电容C1、减小电容C2、增大输出电容Ciss、提高开关频率、减小占空比变化范围等可以改善这种隔离驱动的动态特性。 |
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| | | | | 楼主,我这边打算做一款QR双管反激,采用隔直电容这种隔离驱动方式,低压满载频率40kHz左右,属于变频变占空比的驱动,请问励磁电感应设置为多少合适呢?目前有一款2mH的和一款0.6mH的,请问是否励磁电感越大越好?非常感谢,请指导一下,谢谢。
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| | | | | | | 一般是励磁电感越大越好,漏感和导线寄生电感尽量做小。
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