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| | | | | 文内的公式乘以开关频率fsw才是功率W。
设 Ipk=次级开始导通时,初级的电流,
漏感Lk的退磁电压 =Vz-Vor
退磁时间 Td= Lk*Ipk/(Vz-Vor)
每周期齐纳消耗能量 = Vz*Iavg*Td =Vz*(Ipk/2)*Td = (1/2)*Lk*Ipk2*Vz/(Vz-Vor)
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| | | | | | | 大师总是精于计算,有时公司招人面试时我也会问这个问题。
问:反激RCD嵌位电路消耗的是哪里的能量?一般答:漏感的能量;再问:假设是一个理想变压器没有漏感,它还消耗能量吗?考者陷入深思,然后答:应该也消耗能量;又问?那你前面的答案你认为对吗? 答:好像不对,我回去考虑一下。
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| | | | | | | | | 在郭大师面前班门弄斧了。
如果不用3楼的推导方法,有没有其他方法?
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| | | | | | | | | | | | | 哪里哪里,大师才是推导高手,记得以前看过大师LLC变压器模型的推导,步步精彩。
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| | | | | | | | | | | 主要问题是,某些状况下。
1、无钳位,尖峰谐振也是欠阻尼衰减,也有R热,尖峰仍然可以得到抑制。
2、齐纳钳位,齐纳二极管并没有达到阀值,也有吸收热,尖峰仍然可以得到抑制。
3、RCD钳位,拿掉R,尖峰仍然可以得到抑制。
也就是说,漏感尖峰能量,有相当一部分不是通过钳位机制被消耗掉的(或者反过来说,消耗的能量,可能不是与漏感尖峰能量相对应的),单纯按照钳位机制去计算,可能不准。
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师不要取笑我啊,因为有分布电容啊,还有各种损耗,所以非理想啊,小功率(3W以下,管子耐压高可到5W)为了节省成本确实可以不要嵌位,但EMI之类的要小心。以前5V/500mA输出确实没有吸收 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 最令工程师费解的是,不同型号的钳位二极管,可得到显著不同的漏感尖峰,它们是如何影响到钳位效果的?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 哪敢哪敢。
还是理论一番,请斧正:
设 Ek=Lk能量,Er=Vor输出的能量,由于Lk复位期间,流过Vor和Vz的电流是一样的,
有 (Ek+Er)/Er = Vz/Vor
得 Er= Ek*Vor/(Vz-Vor)
总消耗 Ez =Ek+Er =Ek*Vz/(Vz-Vor)
如前。
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| | | | | | | 这个好像不太对吧:“每周期齐纳消耗能量 = Vz*Iavg*Td”
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| | | | | | | | | | | 看过一个帖子分析的很有道理,实际的电路有下面几个问题。(满载时RCD与齐纳管吸收差别不大)
1、开关导通时刻,RCD电容中的能量会通过二极管的寄生电容(反向恢复)释放掉一部分。
2、开关截止时刻,漏感中的电流一部分会分流到MOS管的寄生电容中去。
3、漏感测的不准一般偏大。
上述几个问题导致按理论公式 (1/2)*Lk*Ipk2*Vz/(Vz-Vor)计算出来的电阻值偏小效率偏低。
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| | | | | | | | | | | | | 主要还是二极管反向恢复电流以及谐振电流,在钳位二极管等效内阻、绕组内阻(含磁芯涡流等效内阻)、开关(体二极管)等效内阻这几个位置消耗掉部分能量,以热的形式转移。电容是储能的,损耗很小,能量损失是热损耗,一定要等效到电阻去。
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| | | | | | | | | | | | | 这好像不太有道理吧? 主要是二极管的反向恢复释放掉一部分能量,不是结电容,高压时那个值很小的。
同样关断时由于高压,MOS的电容比变压器的分布电容和次级整流管结电容反射到初级的电容小很多。
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师们都非常严谨!二极管是靠反向恢复释放部分能量的,这个不是很好画就用了个电容(实际上电容的这种接法是不能释放能量的)
高压时MOS结电容是很小不过电压比较高,损耗Pcoss=1/2*C*U^2*f,这个电容还包括分布电容和其它电容。
参考帖子中的数据如下:
总电容 Ctot=122p MOS电容 Coss=43p
电阻 Rsn 上的能耗 PRsn = 0.5W
二极管 UF4007上的能耗 PDsn = 0.2~0.25W
MOS管输出电容 Coss上的能耗 PCoss = 0.368W
电阻上的损耗大概是总损耗的一半,而精通开关电源设计第2版中作者也指出实际钳位损耗是理论估算的50%~60%。
参考帖:http://www.dianyuan.com/bbs/1447907.html
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 1. 理想模型下的推导,是没有顾及二极管在MOS开关中的正向/反向恢复和高频振荡带来的自身损耗,以及对Vclamp的影响。(尤其是慢管)
2. Coss+Cstray 的问题,相信大多没留意3楼里Ipk的定义:“设 Ipk=次级开始导通时,初级的电流”,这已是Coss充电后的电流,不是MOS刚关断的电流。
3. Lk测不准,是公式以外的事了。
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| | | | | | | 非常感谢大师的推导,现在明白了
我还得问个问题:
我想设计一款输出45V2A的电源,输入是全电压AC86~265,用的是UC3842,占空比D最大0.5,为了练习,选择反激式CCM模式,然后假设,如果输出电流下降到20%则进入BCM模式,想请教大师,电感量和变压器怎么设计?
大师别笑话,搞了好几天了,一头雾水。。。。。。
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| | | | | | | | | 在一定的Lp下,这个临界功率Pc是会随输入电压变化而变化的。
如果Vin,D和频率fsw固定不变,按Pc的需要,可以算得
Lp = (Vin*D)2/(2*Pc*fsw)
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| | | | | | | | | | | 这个公式中计算的Lp是临界电感吗?是不是也就是反激变换器工作在磁势CCM模式下的最小电感呀?只要电感量≥Lp就能保证连续模式吗?
以及,在什么情况下取得呢?比如是不是最低输入电压?最大占空比?
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| | | | | | | | | | | 这个公式中计算的Lp是临界电感吗?是不是也就是反激变换器工作在磁势CCM模式下的最小电感呀?只要≥Lp
以及,在什么情况下取得呢?比如是不是最低输入电压?最大占空比?
追问:
计算原边电感好,还是计算副边电感好?
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| | | | | | | | | | | | | 首先看一个例子:
某个数值的Lp,临界功率Pc和输入电压V的关系
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| | | | | | | | | | | | | | | 当你用Vin=250V,Pc=50W,算得Lp后不变,那么当电压升至330V时,Pc就变成60W了。
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| | | | | 给楼主一个更简单的算法:
钳位损耗 Pr 等于漏感能量,无论何种钳位形式都一样的,
设漏感为Lr,则:
Pr = Pin*Lr/Lp
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| | | | | | | 李版还是不明白,嵌位损耗不等于漏感能量,一楼不是有论说了么?
你那公式只适用于DCM,CCM的可没这么简单。
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| | | | | | | | | 就是认为一楼的论说有问题,才给出此算法。
此算法说的是钳位损耗,没说是钳位元件上的损耗,因为钳位损耗有相当一部分不发生在钳位元件上,对任何模式都是如此。这是能量平衡问题。郭工在4楼、我在8楼表述的都是这个意思。
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| | | | | | | | | | | 你还是不明白,现在讲的能量,包括嵌位元件和有关联的损耗,不只是漏感的能量,还有一小部分本应传递到次级的能量(即原Lp的能量)。
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| | | | | | | | | | | | | 明白你的意思了。
这个算法的前提,是合理的钳位设计,才符合这个规律。对于不合理的钳位设计,比如把钳位当做一个负载,那是另外一回事。目前正在做一个把钳位能量做到总功率的30%(另有用途)的案例。
这话反过来说就是:正常情况下,钳位损耗不超过漏感能量,即为合理的设计。
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