|
|
| | | | | | | 1500W的没必要交错。。假如只是撸试手,可以玩玩
|
|
|
| | | | | | | | | 散热条件好的话当然没有必要。不过这款环境温度,散热条件都比较苛刻。所以相对来说交错的温度更好处理。
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | 做了个二选一,想试一下这个功率等级下,图腾柱与驱动芯片之间的差别。
|
|
|
|
| | | | | | | 下面列一下已知数据并计算一下需要用到的数据。
已知条件: 输入交流电压频率f=50Hz 最低输入电压:Vin-min=165Vac 标称输入电压:Vin-nom=220Vac 最高输入电压:Vin-max=265Vac 直流输出电压:Vout=380Vdc 输出最大功率:Pout=1500W 预设条件: 最低效率:η=97% 工作频率:fs=100Khz 纹波电流系数:Fi=0.2 通过计算可得: 输出电流:Iout=Pout/Vout=1500/380=3.95A 最大输入功率:Pin=Pout/η=1500/0.97=1546.4W 最大输入电流有效值:Iinrms-max=Pin/Vin-min=1546.4/165=9.37A 最大输入电流峰值:Iinpeak-max=Iinrms-max*1.414=9.37*1.414=13.25A 高频纹波电流:Ihf= Iinpeak-max*Fi=13.25*0.2=2.65A 电感电流峰值:ILpeak= Iinpeak-max+0.5*Ihf=13.25+0.5*2.65=14.58A 电感最小值Lmin=(0.25*Vout)/(Ihf*fs)=(0.25*380)/(2.65*100K)=358uH
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 这个预计是合理的,不过你估计一下就知道了,97和99只差几十瓦,对计算结果几乎没影响。磁件本身的偏差也不止这点了
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 对的,预设97%有几个理由:第一,输入是窄范围,且入口没有共模电感 第二:因为环境比较恶劣,会选用比较好的器件,低端97%的话,标称也到不了99% 第三:预设97%也好,95%也好,入口电流确实相差不大
|
|
|
| | | | | | | | |
至于电感的设计,我本身是很少使用AP法或其他方法来确认磁材的选型的,一般都是凭经验或者根据他人的经验来选,在空间允许的情况下会尽量选大一点的磁材。下面说一下此款电感的设计考量,个人方法,不对的地方请大家指正:
CCM式PFC的电感一般都选用铁硅铝的磁环或者铁镍50(高磁通)的磁环,用磁环的好处就是体积可以占的比较少,CCM式交流分量比较小,基本可以不用考虑趋肤深度,可以用单根粗线直接绕制,制程简单。
在PFC电感使用中,需要考虑的铁硅铝与高磁通的差别有:铁硅铝饱和磁密10500Gs,高磁通饱和磁密15000Gs。高磁通直流偏磁能力大于铁硅铝。因为铁硅铝相对来说成本要低,所以一般情况下大家都会优先选择铁硅铝。
|
|
|
| | | | | | | | | | | 铁硅铝、铁硅、铁硅硼;据说铁硅硼在EMC方面有优势,不过实际上使用倒是没觉得。 |
|
|
| | | | | | | | | | | 之前做过一款1.2KW的PFC电源,用的是铁硅铝的A60-330双环并用,频率是60KHz。此款功率又大了一些,磁环打算选大一号。开始打算用A60-360双环,连参数都算完了,仔细一核对外形尺寸,才发现高度很危险,单环的厚度是11.3mm,双环再加上底板,再加上线的直径等很难控制。所以放弃。仔细核对了一下PCB宽度与器件摆放,觉得单环A60-467比较合适,它的厚度为18.9mm,AL值为135nH/N 2。考虑到散热环境比较苛刻,为了减少绕线圈数,降低铜损,放弃铁硅铝,用相同尺寸的高磁通环H60-467。
确定磁环后,开始具体设计。其实我的方法也不算是设计,只能是经验值加反推验证。上述已经得到所需的最小电感量为358uH,考虑到磁环的直流偏磁,实际电感量我一般会选择是最小电感量的1.5-2倍,然后反推验证。假设取1.5倍,则实际电感量L=537uH,电感圈数N≈63T,L=N*N*AL=63*63*135=536uH。
然后反推:最大磁场强度H=0.4*3.14*N*ILpeak/Le=0.4*3.14*63* 14.58/10.74=107Oe
根据曲线图,H=107Oe时,磁感应强度在6500Gs左右,远低于15000Gs的饱和值。此时磁导率还有原来的65%左右。那么在实际工作时电感量Lre≈536*0.65=348uH,与计算的358uH相差不大,就是它了。其实这个电感值跟最初所定的纹波电流系数:Fi=0.2有很大关系,Fi越大,所需要的电感量越小,而我本身所选取的0.2相对来说算是比较小的了,所以实际电感量稍微再小一点也没有问题。
下面算一下线径,电流密度选择4A/mm2,根据 Iinrms-max=4*π*(0.5D)2,可得D=1.73mm,选直径1.8mm的线。回头绕一下试试。不行的话电流密度就再选大一些。我这就懒得算了。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 楼主好,为什么您的最大占空比为选用如此低呢?只有0.25,由公式V*DT=L*△iL知,电流纹波和最小输入电压确定了,占空比越小,得到的电感值也小,减小匝数方便绕制么?
|
|
|
| | | | | | | xkw1cn- 积分:131400
- |
- 主题:37517
- |
- 帖子:55626
积分:131400 版主 | | | | | | | | 电感量越小,I^2L值也会越小。电感就能更小的体积实现,成本就能降低和装置更紧凑。
|
|
|
| | | | xkw1cn- 积分:131400
- |
- 主题:37517
- |
- 帖子:55626
积分:131400 版主 | | | | | 虽然95%~97%的输入电流差异不大,但热设计差异就大了。毕竟损耗大了近一倍。
|
|
|
| | | | | | | | | | | 是的,这块还需要分别再算一下整流桥、MOS、整流管与电感的损耗。此处的效率只用于计算输入电流与电感的设计,影响不大。
|
|
|
|
| | | YTDFWANGWEI- 积分:109871
- |
- 主题:142
- |
- 帖子:45924
积分:109871 版主 | | | | TL431的AK端,尽量不要直接并联一个电容。忘了是104还是105电容比较容易引起431的自激震荡了。
|
|
|
| | | | | | | | | 谢谢,之前一直这么用,也没发现过问题,经您一说,我又仔细看了下规格书,确实用法不规范,容易引起振荡。我用的是SOT23封装,VKA是5V,电流大概在10mA左右,对应曲线B,电容在15nF左右一直到2uF左右都是有问题的。
|
|
|
| | | | | | | 看了下你的电路原理图,这是个单极boost pfc,为什么要用两个mos并联?是何目的呢
|
|
|
| | | | | | | | | 主要是散热条件比较苛刻,自然冷却,贴壳散热,壳还不大。为了分散热应力,所以MOS与桥都并联使用
|
|
|
| | | | | | | | | | | 版主,最近我手头有个前级输入也是PFC升压,功率也为1.5KW,你设计的原理图方便提供参考下吗,
|
|
|
|
|
|
|