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| |  |  | | | | | | 对啊，开关电源基本上都不是正弦波的，所以这个方法不适用。
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| | | | | | | | | | | 用正弦波是为了验证，测试电路是采用积分法适用于任意波形。
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| | | | | | | | | | | | | | | 正弦波和用积分法结果一样，采用有PF=功功率/视在功率和采样PF=cosφ的结果不一样，见仿真。 |
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 | | | | | 是指反激PFC和Boost PFC的？ 输入电流不要用高频那个，要用滤波后低频那个。
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| |  | | | | | 用标准正弦波+RC电路验证时发现结果对不上，仿反激和Boost时电流和电压都是直接用的输入AC电源的值。
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| | | | | 为方便数据验证采用标准正弦波输入，其中电压有效值Urms= (1/T∫v(t)2*dt)-2，电流有效值Irms=(1/T∫i(t)2*dt)-2，视在功率S=Urms*Irms，有功功率P=1/T∫v(t)*i(t)dt。 测试电路如下： 图1-1 功率因数测试电路1 测试的结果如下： 图1-2 电流电压波形及有效值 图1-2中有效值的仿真结果符合标准正弦波峰值与有效值之间的sqrt2的关系。（311=220*1.414） 图1-3 功率因数和功率 图1-3 符合功率三角关系Ps2=Pr2+Pq2，在之前仿AC /DC电路时已验证了有功功率Pr≈Po（系统近似无损）。 |
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| | | | | | | 采用第二种方法的结果如下 图1-4 电流、电压相位差 由sinφ=1.9225/5 推出 PF=cosφ=0.923 第一种方法得到的pf=0.826两者不一致，如果纯电阻两者的PF=1，如果纯电容两者的PF=0，在中间段二者不一致问题出在哪里？
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| | | | | | | | | 1.9225ms /10ms *180 = 34.6 度， PF = cos(34.6)=0.823 。两者一致。
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| | | | | | | | | | | 选了三组参数做对比仿真，两种方法的结果都一致了
角度的偏移原来是要用这个公式t/T= ∠x/ ∠180来计算。多谢指教！
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| | | | | 接下来验证非正弦波时的测量结果，为方便验证采用DC-DC Boost电路。 图1-5 DC-DC Boost电路 Boost电路的参数如上图，测试结果如下： 图1-6 输入电流及输出电压波形 图1-6三角波的有效值为峰值*sqrt(D/3)对于电流为Irms=IpK*(D/3)-2，其中D=0.22+0.64=0.86计算得Irms=1.4与测量结果一致。因是直流输入所以电压有效值Urms=Vin=300V。 图1-7 功率因数及功率 计算输入功率=0.5*Vin*Ipk*D=0.5*300*2.63*(0.22+0.64)=339.27，计算输出功率Po=Vo*Vo/R=160000/473.12=338.18，可以得出输入功率≈输出功率≈有功功率Pr。 计算视在功率Ps=Urms*Irms=300*1.3971=419.13，与图1-7测量结果Ps=416一致。 计算功率因数PF=339.27/419.13=0.809，图1-7测量结果PF=0.8。至此可以确认这种积分法测功率因数的结果是准确的，比较迷惑的是非连续模式的Boost电路或反激电路是如何实现高功率因数的？ |
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| | | | | | | 图1-8 断续模式Boost PFC电路 测断续模式的Boos PFC电路的功率因数为0.735（输入220有效值，输出400V）。 |
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| | | | | | | | | 图1-9 临界模式Boost PFC波形 采用变频的临界模式得到的功率因数要高一些如图1-9，PFC=0.868。
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| | | | | | | | | | | 图1-10 反激定频断续模式 定频定占空比的反激电路测得的功率因数PF=0.41。
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| | | | | | | | | | | | | 图1-11 反激变频临界模式 变频临界模式反激测得的功率因数比定频断续模式略高一些PF=0.464。
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| | | | | | | | | | | | | | | 这样计算PF恐怕是不对的，4楼说了。除非只是试试这样的话PF有多大小。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 4楼所说的滤波后是指测量输出电容处的电流还是指额外增加滤波电感？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 刚好做了这个仿真，
在反激电路的整流桥后加一个LC滤波电路以提高功率因数，电路如下 图1-12 带LC滤波的高功率因数反激电路 因开关频率比较低所以电感的取值都偏大，仿真的结果如下： 图1-13 带LC滤波的反激仿真结果 带LC滤波的反激已经不单纯是反激了更接近于Boost+Flyback的组合特性，资料中介绍的高功率因数反激一般都是纯反激电路没有外加滤波电感，比如L6561芯片手册给的电路 图1-14 高PF反激电路 根据图1-11的仿真结果反激电路的功率因数不超过0.5，这个可以算高功率因数？或者我的测试方法还存在问题？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | EMI Filter 是一定要有的，厂家的Reference design appnote 里一般都有的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 图1-15 反激高功率因数电路及波形 电路是普通的反激没有EMI Filter，临界电流波形也正常，在输入电流这存在争议如果按图中电路那么输入电流一定是断续的，如果输入电流如图中所示那么一定要有EMI Filter之类的电路但文章中没有提及。 电路中有EMI Filter可能会有几个问题， 1、MOS管的Vds电压较高（仿真有800V左右）。 2、由于LC电路的参与这个电路已不是纯硬开关电路（线性电路），电路变的难控制。 3、由于LC的参与电流波形已经不能像图1-15中间图那么标准，实际上要得到高的PF值应以控制EMI Filter中的电感电流为主，变压器中的电流控制是次要的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是L6562的AppNote，参看 Fig.22，24，26，注意那个47mH是Common Mode Balun ，它的漏感可用作 Differential Mode Filter 里的 L。
(你仿真的 L=100mH 可大了）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 按资料中的参数将共模电感的漏感作为EMI filter，PF值真的上来了······
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| | | | | | | | | | | | | 固定频率，固定占空比（要求D<Vor/(Vin+Vor)，电路的FC为1。
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| | | | | | | | | | | | | | | 只有连续模式的Boost-PFC才能达到理论的1，临界模式的Boost-PFC在额定条件下能接近1（需EMI滤波器的平滑作用），定频定占空比的达不到1。
图1-16 加入EMI滤波器后的临界Boost-PFC波形 图1-17 加入EMI滤波器后的定占空Boost-PFC波形 采用断续定占空比或临界PFC控制模式的“脉动波”更接近正弦波规律所以滤波后效果较好，这种应当属于被动滤波当工作参数发生变化时PF值会降低，性能略低于主动、连续模式的PFC电路。 图1-8 断续模式PF计算公式 |
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