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未解决

flyback变压器吸收电路

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sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-11 10:51:44
10问答币
如题,最近弄了个QR的flyback电源,IC:FAN6300;输出12v,100w。
调试用的是DC 110V;
在高功率时rcd吸收电路上R3,R4会冒烟,并且mos的ds反压较高,差不多600v;有如下问题:
1.在DC 110V输入时这个ds电压是否正常?
2.RCD钳位电路需要2~3的震荡周期才能把ds电压降下来,这个部分设计应该如何调整器件参数?
3.在高功率时,RCD的电阻R3,R4会冒烟(不是功率电阻),感觉功率不够?这2个电阻与C6串联有何作用?
求高手解答。

1.jpg
2.jpg
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-11 11:03:11
 
附上完整原理图及变压器参数
变压器参数:250uH,匝数:Np 33,Ns 5,Na 7
1.png
朴华
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副总工程师
  • 2017-10-11 13:03:35
 
你这个接法是怎么来的?吸收电容在充放电时,电流都会通过这两颗电阻,能不冒烟吗?
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-11 13:22:33
 
这个电路用的是人家提供的demo改的,本来是19v,90w,带PFC;我改成了100w,12v,去掉PFC;附上原来的设计图。
这种acdc电源是第一次做,只是大概明白每部分功能,具体调试时怎么修改不同元件参数还不是很明白。

1.jpg
朴华
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副总工程师
  • 2017-10-11 19:43:22
 
你的意思是没改之前的demo板是不会冒烟的?
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-12 09:23:59
 
是的,其实这个不是官方demo,官方的芯片设计手册原理图中就是一般的rcd,没有R3,R4;
这个是fae提供的完整设计资料,包括原理图,bom,测试报告等,在美国已经量产
liguanghui2588
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实习版主
  • 2017-10-11 13:12:42
 
这两个电阻可以去掉,用处也不大
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-11 13:30:38
 
是直接短接吗?
我是这样理解的:在电容吸收完尖峰后,放电阶段这2个电阻其实和功率电阻是串联的,应该能直接短接。
但是原来的demo上是有的,我看了bom,只贴了一个100R/1206;如果这里用1206封装功率如果够,那么并联的68K/2w是不是可以选小封装。
不知道这样设计的好处是什么?
这个demo是芯片公司老美设计的,目前已经量产。

YTDFWANGWEI
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版主
  • 2017-10-12 08:39:20
 
别人能量产不代表你能做出来,还是根据自身情况调整为好。
hwx-555
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总工程师
  • 2017-10-11 13:25:33
 
尖峰这么高,变压器匝比多少?
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-11 13:33:24
 
变压器参数:250uH,匝数:Np 33,Ns 5,Na 7
在低功率时,ds电压很好的,这个是负载70w以后的波形了。
我估计是rcd吸收电路设计的有问题,但不清楚调试方向。

hwx-555
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总工程师
  • 2017-10-11 13:54:44
 
R3/R4改到20R左右再测下尖峰
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-11 16:29:53
 
测试过程如下:
1.R3(R4)=33R, Pout=100W时,随着功率电阻R7减小,ds电压也随着降低,R7=10k时,Vds=496V;
2.R7=10K, Pout=100W时,R3/R4与Vds之间关系不是线性的,测试结果如下:
         R3/R4         Vds
          200R         724V     Vds波形完全变形,不是准谐振波形
          100R         668V     Vds波形完全变形,不是准谐振波形
           50R          488V
           33R          496V
            0R           672V     Vds波形完全变形,不是准谐振波形
实际测试下来,R3/R4是必须要的;
无论怎么调,R3/R4总是冒烟的,这个RCD吸收电路中R的功率应该如何计算?

hwx-555
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总工程师
  • 2017-10-11 20:14:38
 
设计有两个方向:
小R3/R4+大R7,如R3/R4为20R,R7为100k
或较大的R3/R4+小R7,R3/4为100R,尺7为10K
R3/4决定C的充电能量,R7决定放电大小
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-12 10:38:35
 
谢谢大神,
还有个问题,
小R3/R4+大R7,如R3/R4为20R,R7为100k
或较大的R3/R4+小R7,R3/4为100R,尺7为10K
这样设计是不是不论电容中能量有多少,保证冲放电时间基本相同?
并且R3/4越大,Vds电压的震荡次数明显减少,这样看来是不是吸收的能力减少,尖峰电压反而高?
但是实际上按我的测试结果来看,小的R3/4和小的R7对减小mos尖峰是有利的,较小R3/4和较大R7反而不利于减小mos尖峰?



hwx-555
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总工程师
  • 2017-10-12 11:42:39
 
大小是相对的。最好的吸收是不要R3/4,适当调节R7。R3/4主要是为了降低振荡利于EMI
xingxing89
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初级工程师
  • 2017-10-12 10:40:05
 
RCD 吸收电阻 的功率 估算是 1/2 LLEAK*IPK*IPK*FSW.从波形上看,你的变压器漏感太大了。走线电感也非常大。所以你的吸收电阻一直冒烟了。 建议你先把变压器的漏感降下来。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-12 11:22:58
 
厂家绕变压器时,我让他们不要把骨架和磁芯固定死,方便我调整线圈数,目前回来的变压器磁芯是通过一个胶带固定的,骨架在磁芯中还有一定的活动空间。
不知道这个对变压器的参数是否有影响?厂家设计师和我说的是没有影响的?
还有一个问题,我提供的二次侧绕组和辅助绕组分别是5和7,如果输出12v,辅助绕组应该到17v的,现在ic的供电测试下来基本在11.3v左右,负载重时芯片基本不能工作。现在用的外置电源给ic供电调试。我想问问这个是不是因为变压器设计是漏感太大造成的?
还有,我拆了一个变压器看,好像不是三明治绕法,只有3层绕组,最内层是辅助绕组,中间是主绕组,外面是二次侧?这样绕下来是不是二次侧和辅助绕组的漏感更大,造成ic供电功率不够?

xingxing89
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初级工程师
  • 2017-10-17 18:21:51
 
之前有个公式打错了,RCD 吸收电阻 的功率 估算是 1/2 LLEAK*IPK*IPK*FSW。
从别人回复你的信息来看。第一个你的变压器漏感太大了。第二你的IPK 电流也大了好多。漏感能量是IPK 的平方。这个是引起你功率电阻烧掉的原因。
变压器的绕法推荐 1/2 初级 , 次级 ,1/2 初级 ,辅助绕组 。每层 漆包线必须绕满,平整。不然漏感会很大。
第二个问题。也可以看做是漏感引起的。辅助绕组放在最外面。变压器的磁场耦合不好,自然会出现辅助绕组电压不符。电流越大,电压偏的越大。
pq2620
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版主
  • 2017-10-12 11:16:02
 
错了,R3/R4是可以不要的,那2个电阻是调配辐射的,有这2个电阻VDS会高点,但是也没你这么高,明显你变压器设计工艺有问题造成的高峰值,由于吸收电容也很大,所以流过电阻的电流就大了,造成电阻功率不够。重点还是修改变压器工艺降低漏感,正常110V交流输入,峰值也就400V左右
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-12 11:43:13
 
版主大大,目前我也怀疑是漏感太大造成的,但是变压器厂商告诉这批样品漏感都控制在10%,一般在14uH左右;
我拆了一个变压器看,好像不是三明治绕法,只有3层绕组,最内层是辅助绕组,中间是主绕组,外面是二次侧,这样的漏感是不是很大;
如果我要调整变压器绕法,应该如何处理绕组匝数分配?各绕组数如下:主绕组33,二次绕组5,辅助绕组7

pq2620
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  • 2017-10-12 14:44:37
 
10%?
我们的要求是3%以内,正常在1-2%的漏感
还你这种变压器功率,和输出电压变压器没做好很难调试,我一般会使用多明治绕发
你用什么骨架,可以自己先绕个测试
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-13 09:25:07
 
  谢谢版主,
    目前用的磁芯是PQ3220,我只提供的型号,骨架和磁性都是变压器厂家帮我找的,骨架和磁芯见下图。
    关于漏感问题,我问了好几家变压器厂家,都说是控制在10%。要做到2%~3%不好批量。不知道大神们是如何处理批量问题的?
    昨天去找了台LCR测试设备,测试了一个变压器,电感263uH(20K),漏感16uH(20k),漏感测量时只短路了二次侧,不知道辅助绕组是否需要短路?
    我的绕组匝数,一次侧33,二次侧5,辅助绕组7,如果我自己绕线,用多明治绕法,应该分成几层,每层绕哪个绕组,分配多少匝数?

1.jpg
pq2620
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  • 2017-10-19 10:14:29
 
ABABCa=1/2原边
B=次级绕组
C=辅助绕组
2-3%的漏感是很好做的,10%那是垃圾到无有的供应商,正常最差也可以空载到5%
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-12 09:31:25
 
变压器漏感多大?
D5具体用什么管?
MOSFET Q1开关速度太快?去掉D9?
R3与R4改到10欧姆左右。
R7不变或47K-68K之间。
变压器电感偏小了点?改到300UH左右。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-12 11:04:42
 
1.电感
按照设计设计手册计算结果:电感为250uH,漏感14uH左右(变压器厂商提供数据,保证10%),mos开关频率在35k左右,实际测试下来轻载36k,满载23k;
电感为300uH时,开关频率为30K;
如果要工作在50k,实际电感应该在170uH。
2.D5用的是肖特基S1MB-13-F;1000V,1A;
3.Q1的开关不是要求越快越好吗?损耗小啊,这个开关对mos尖峰电源有什么影响?
4.关于R3/4的阻值和功率问题,我已经买了1w的电阻,估计明天能到,到时候在看看情况。



deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-12 13:47:45
 
漏感太大, 这个是电阻发热的主要原因。这个必须改善。 理想值是小于2%. D5真的是肖特基吗?肖特基的耐压应该没那么高啊。这个地方要改用一个不快不慢的2A-3A的二极管,如1N5408G. RL257G等。
开关频率这么低啊? 前端没有PFC吗?
Q1的开关太快当然效率高,但是EMI和MOSFET的VDS尖峰也可能有问题。而且你的MOSFET是QR工作模式,开通速度完全可以很慢。开通电阻可以到100-220欧姆,关断电阻10-22欧姆。





sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-13 15:09:30
 
D5弄错了,不是肖特基,但是确实是1000v,1A的管子;
这个电源板暂时没有PFC,我第一次做acdc,担心做不好,就没搞PFC;还一个原因是这个板子的应用环境是DC 110V供电,不是一般的市电;
今天试着绕了一天的变压器,三明治绕法,无论怎么分配2个主线圈的匝数,漏感都有5~6%,不能做到2%以内,不清楚是否有什么小窍门能降低漏感?

鸡腿
  • 鸡腿
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副总工程师
  • 2017-10-13 19:09:24
 
说个理想情况下,你的绕组用三明治绕法,绕得非常平整紧实,这种情况连厂家都绕不出来的,那么漏感就是最小的减不下去了,因为开的气隙那么大而且必须开这么大,是没有办法减小漏感了,变压器中,漏感最大的是反激单极PFC的变压器,那气隙挖的老大一个,其次就是你这种QR模式的,气隙很大,再次就是可以CCM工作的,感量可以老大所以气隙小点,漏感就小。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-16 10:42:05
 
恩,250uH是第二种变压器了,
第一种是CCM模式下的,电感461uH,漏感在10.2uH(2.2%),这种情况下RCD没发现冒烟,但是在80W以上,变压器和mos发热特别严重,10分钟都超过110℃;时间在长点,芯片保护。估计高温变压器参数变化了。
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-14 08:57:01
 
如果输入只是110Vdc, 功率又那么大,并且用QR模式,初级峰值电流非常高,那么漏感引起的能量非常厉害。其实这样的话用QR模式反而不好,CCM模式的效率更高。


关于变压器的绕制,先不考虑EMI的话,就用以下的三文治方法:
1. 最底层, 一半的初级匝数。用适当的线径刚好打满一层。
2. 次级,用适当的线径刚好打满一层。
3. 另一半的初级匝数,用适当的线径刚好打满一层。
4. 辅助绕组。均匀散绕一层。
初级的2个1/2匝数的绕组在外面串联连接。
漏感一定可以做到2%以下。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-16 10:11:08
 
谢谢,
     这个250uH的变压器是第二种,工作在QR模式,在淘宝上找的厂家;
     第一种变压器是450uH,这个是按照CCM工作模式计算出来的电感;找的变压器厂家是线艺,实测电感461uH,漏感在10.2uH(2.2%),用这个变压器测试时RCD没有什么问题,80W以下,mos和变压器都没问题;100W时温度上升很快,估计10分钟左右变压器线圈都超过110℃,并且不能稳定。时间长点芯片就保护了。估计是高温下变压器参数变化了。
    如何确定系统工作在ccm模式,可以通过漏级电压波形确定吗,还是必须要要测试漏级电流才可以?

deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-16 11:59:27
 
看MOSFET漏极电压波形就可以判断在什么模式, CCM模式就是标准矩形波。DCM和QR模式可以看到有矩形波与一个衰减形正弦形状的合成波形。
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-14 09:03:17
 
刚才看到你用的PQ3220的磁芯啊,这种高度的磁芯漏感会偏大。用PQ2625会好些。
另外,因为输入是110Vdc, 所以电感量应该可以减少。理想的满载工作频率应该是50-70KHZ。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-16 10:26:06
 
QR工作模式时,开关频率在50k,电感需要控制在170uH左右,对于低压输入,减小电感并提高工作频率对于降低漏感能量有帮助吗?

另外,PQ2625的AP在0.9971,这个磁芯能够到100w吗,按ccm模式计算,电感最小429uH,AP最小需要1.1023。
一般100W的flyback电源,常规的变压器磁芯有哪些?

deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-16 13:24:45
 
减少电感对漏感能量没帮助。功率100W,用CCM时,PQ3220比PQ2625效率应该好一些。
用QR的话,不确定。主要是需要控制漏感。



sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 09:55:25
 
1N5408G暂时没有,现在手上有1N5408,1000V/3A的整流管,不清楚是否能够代替?
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-19 11:55:21
 
1N5408也可以暂用。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 13:09:25
 
这个管子的选择除了电压电流参数外,最主要的是不是看反向回复时间了?
反向回复时间应该如何选择,和开关频率有什么关系?

deep_thought
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  • 2017-10-19 13:17:54
 
恩,这个管的反向恢复时间比较重要,最好是一个不快不慢的管。
跟开关频率没有直接的关系。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 13:30:01
 
1N5408,1N5408G在网上的资料都没有反向恢复时间,1N5408只写了是个整流管;
demo上用得IN4937是200ns,我选的这个S1BM-13-F是3us的;
对于反向恢复时间应该如何选择,或者说选择标准?
deep_thought
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  • 2017-10-19 17:47:26
 
根据经验,这个反向恢复时间在1uS左右最好。建议不要超过2uS. 所以这个需要跟厂家谈。
sjdywwerty
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  • 2017-10-19 19:08:29
 
好的,谢谢;
今天买了2种料,RS3MB-13-F,UF3007-T这2颗料应该能满足要求。回来再试

deep_thought
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  • 2017-10-20 08:45:45
 
考虑到你的巨大漏感问题。有可能1N5408会发热厉害。或许也需要试验使用FR307G的效果。
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-20 08:49:20
 
我感觉,如果你的变压器漏感问题不解决,始终都是一个大问题。估计会影响后续的很多问题。温度,可靠性,安全性,甚至出现后续的市场退货。
考虑换变压器供应商了没?
nc965
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  • 2017-10-19 20:58:06
 
人家100W了,要用超快恢复,你以为是几W十来W的东西,用5408整流管还不崩溃?
deep_thought
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LV8
副总工程师
  • 2017-10-20 08:38:15
 
这个管发热是会比较厉害,需要考虑散热问题。但只要控制好TRR, 1N5408不至于崩溃。关键是他的变压器的漏感太大,可能发热会巨大。或许需要改用FR307. 这个要以试验结果为准。
这个位置基本不能用超快管,否则振铃,尖峰和EMI都是问题。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 09:21:36
 
这次买的管子,RS3MB-13-F的反向恢复时间150~500ns,UF3007-T是50~70ns;一个是快速,一个超快速
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-20 09:24:16
 
RS3MB-13-F的反向恢复时间150~500ns的话,类似于FR307G的Trr效果。
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-20 09:39:45
 
不知道你最后的变压器参数是什么?
刚才我大概算了一下这个变压器,主要参数如下,供参考:
PQ3220  额定条件下,工作频率56KHZ。
Lp=250uH.
Np=19T.
Ns=2T.
Na=3T.
Air Gap in ferrite=0.30mm.
初级分2部分打线,包住次级。辅助绕组放初级的外面(变压器绕组的最上面)。初次级每一层选择适当的线径,刚好打满整层。

我估计你之前设计的匝数太多,导致气隙太大,而引起漏感也大。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 10:12:12
 
怎么帖子里的大神帮我算出来的原边匝数都比我的小。
下图是按设计手册弄的参数。
2.jpg
开始我估算的效率是85%,匝比是6.5,电感250uH时,匝数要28以上。
deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-20 11:10:29
 
你的50KHZ那个数据跟我算的差不多。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 12:23:04
 
这个图是按95%效率,8.5的匝比算出来的,占空比都超过0.5了,这样没问题吗?
我以前的变压器数据是按85%效率,6.5的匝比设计的;6.5匝比能保证占空比不超过0.5

deep_thought
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副总工程师
  • 2017-10-20 13:05:26
 
反激电路占空比超过50%没问题。输入电压那么低,占空比高对效率有好处。
hwx-555
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  • 2017-10-19 13:27:09
 
看你的吸收功率应该不小,这颗二极管温升怎样?
pq2620
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  • 2017-10-12 11:10:07
 
............
鸡腿
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副总工程师
  • 2017-10-13 19:03:46
 
100W的话,人家是高压输入,漏感能量小,可以用两只1206,你改成低压输入,漏感能量极大,这两只1206要改成5到6只贴片的,因为我们以前有人也这么整过(不是我),用了6只贴片,你用示波器测下这两个电阻两端的电压,读有效值,会发现功率非常大,在吸收回路中,一般人会注意到100K的吸收电阻的功率,往往放一堆上去,而忽略了这个过方,看到人家用两只,就自己也放两只意思下,导致老化久了这个地方的PCB都黄了
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-16 10:50:02
 
意思是不是在低压输入情况下,这里必须要用大功率电阻?
按照设计手册的计算,QR模式下peak电流是很大,超过5A了,RMS电流到时很小,只有0.11A;

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 09:23:40
 
按各位大神提供的思路,基本能把DS电压控制在450v左右;
参数如下:
1.R19=200R~250R,D9(IN4148)不焊,这个对限制ds尖峰电压很有效果;
2.R3/R4取值20~50R,这个电阻必须要,如果这里短路,电源都不能工作;
3.C6=6.8nF,对应Vds=466V;C6=10nF,对应Vds=440V;
4.R7取值30~50K,Vds在450V~480V;这个用的2W的电阻,温度正常。
    对于RCD,现在还有2个问题;
        1.R3/R4必须要,不能直接短路,并且用的是1W的功率电阻,负载在100W时,工作1~2分钟,温度上升很快,估计70℃左右;继续工作,温度超过100℃;
        2.D7也特别热,也超过100℃了;
   接下来的准备换个1000V/3A的钳位二极管试试,想办法把R3/R4去掉;欢迎各位拍砖。

nc965
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  • 2017-10-19 10:16:40
 
先弄变压器漏感,然后再来追究这些问题
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 10:24:23
 
现在漏感基本没办法,怎么绕都有7~8%,二次绕组用的丝包线;
二次绕组用三层绝缘线稍微好点,能到5%~6%,
hwx-555
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总工程师
  • 2017-10-19 10:25:26
 
7~8%的漏感很不可思议,一般变压器顶多2%
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 10:33:59
 
那个变压器厂也设计电源,我把原理图给他们设计师看了;告诉我rcd接错了;这样接不炸机就不错;
修改意见:R7不需要,R3/4用一个100k、1206封装的电阻,漏感在7%都没问题;
这样弄钳位电容的的放电路径都没了,如何理解?
RCD.jpg
hwx-555
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  • 2017-10-19 10:41:13
 
R7不要线路起不了吸收作用
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 10:46:00
 
关键是这样电路还能工作吗?rcd不干活,漏感能量不都落在mos管上了吗?

hwx-555
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总工程师
  • 2017-10-19 10:48:01
 
是的。你们供应商的说法是不正确的,听了会害死人。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 13:31:17
 
刚才去掉R7,上电炸机了
xingxing89
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初级工程师
  • 2017-11-15 10:04:42
  • 倒数3
 
变压器的设计师,说的很没有道理啊。假设RCD的电压有100V,只接一个电阻,电路还是能正常工作,只是尖峰电压会很高,电阻上损耗的功率是P=U^2/R=0.147W.如果按两颗100K电阻并联去做RCD 吸收电路,那么RCD上的尖峰将会很高。因为漏感的能量最终都是由RCD上的电容吸收,最后损耗在RCD的电阻上,RCD的电阻太大,那么给电容充电能力也变弱,⊿V= ⊿i*t/c, ⊿i=U/(R+1/jwc).
nc965
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  • 2017-10-19 15:44:59
 
反激变换器,做什么都先做效率,效率做起来了,再说其余
反激变压器,做什么都先做漏感,漏感做下去了,再说其余
【原创】反激变压器设计要领

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-19 19:05:57
 
现在二次侧用的是3股0.8mm的三层绝缘线并绕,完成后并不平整,剩下的一般一次侧绕组很不好绕;
我想二次侧先用两股0.8mm并绕,剩下一股0.8mm单绕,然后在骨架引脚的地方合并,这样二次侧绕好是不是会平整点,对于一次侧剩余绕组也好处理些,有人这么玩过吗?

nc965
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  • 2017-10-19 20:22:18
 
左表是该贴计算表格对你的变压器的校核参数,显然是不靠谱的
右表的参数才靠谱:
f9.jpg
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 10:00:23
 
谢谢版主。
怎么看参数合理不合理?这个表中各项的解释有没?
按右边的数据看,有如下问题,
1.变压器一次侧用0.35mm三层绝缘线,rms电流0.98A,这个是单根导线的过流能力吧?
2.原边层数1层,匝数17,是指三明治绕法中二次绕组上下各一层原边绕组的意思吗,匝数分别是9和8?
3.一次侧0.35mm多股并绕实现三明治,保证总匝数17,第一层的原边绕组估计需要3股并绕,保证原边主绕组的匝数为9。是不是这样理解?
4.按设计手册的计算,实际上电感220uH时,一次侧最小匝数需要20,与表格中17匝有些差距。
5.二次侧用9.9mm的铜箔绕2层,这个相当于二次侧绕组匝数2,原边匝数17,这个变比为8.5,是不是有点大?
6.我实测了一个骨架的宽度,只有9mm,不到9.9mm,对于PQ3220是不是有不同的骨架?

最后,附上我按照芯片设计手册计算出来的参数。
2.jpg


nc965
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  • 2017-10-20 10:43:11
 
参数不合理是指:你的磁密太低,你才0.2T,这导致气隙很大,因此漏感极大(漏感是被气隙放大的),钳位吃力;磁功率系数超过2了,变压器一定发热;反射电压太低,匝比太低,副边匝数太多,5匝和2匝,这是多大的差距?怎么可能弄好一个变压器?这些基本的问题不弄明白,仅在钳位那里折腾会有任何结果?
这些参数原贴都有阐述,还有很多例子,你都可以看看。
对于你的提问
问:1.变压器一次侧用0.35mm三层绝缘线,rms电流0.98A,这个是单根导线的过流能力吧?
答:先不考虑过流,先考虑整层。这地方要整层,大致就是0.3mm~0.35mm三层绝缘线绕满,大约17~19匝,在副边2匝时可得到120V左右的经验最佳反射电压。整层绕满是首要的,匝数是次要的。单层当然不能满足过流,这里特别注明,让你多绕几个绕组,匝数相同,然后并联,从而得到需要的过流、三明治以及原边副边大致相等的窗口分配。
问2:原边层数1层,匝数17,是指三明治绕法中二次绕组上下各一层原边绕组的意思吗,匝数分别是9和8?
答:17匝的目的是整层,组成三明治靠绕组并联。当然你也可以用双倍直径的线。也就是1.04外径的三层绝缘线绕两层(8.5+8.5=)17匝来实现,你不是埋怨线太粗不好排线吗?
3.一次侧0.35mm多股并绕实现三明治,保证总匝数17,第一层的原边绕组估计需要3股并绕,保证原边主绕组的匝数为9。是不是这样理解?
答:不是多股并绕,而是单股绕制后多绕组并联。不是保证总匝数17,而是保证密绕整层,能绕18匝就不要绕17匝,不留任何间隙,才叫整层。
问4:按设计手册的计算,实际上电感220uH时,一次侧最小匝数需要20,与表格中17匝有些差距。
答:17~20匝甚至更多都是可以的,没有最小需要匝数的限制,不同匝数得到(影响的是)不同的反射电压和工作模式,即使你想进入连续模式(看你的芯片是否支持),表格都可以计算的。
问5:二次侧用9.9mm的铜箔绕2层,这个相当于二次侧绕组匝数2,原边匝数17,这个变比为8.5,是不是有点大?
答:这个匝比不大,正好,反射电压109V,还可能小了点,你可以在17~19匝之间考虑,以整层为准(而不是匝数)。
问6:我实测了一个骨架的宽度,只有9mm,不到9.9mm,对于PQ3220是不是有不同的骨架?
答:是的,不同的骨架尺寸确实有差距,不同厂家的三层绝缘线外径也有差距,但你需要的是整层(而不是匝数),以实际绕满为准。即使你设计和生产阶段采用了不同的骨架和三层绝缘线,也是这个原则:以整层为准(而不是匝数)。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 12:46:11
 
1.我怎么感觉漏感与气隙无关呢?刚才我用同一个骨架上的绕组,套了一个没有气隙的磁芯,然后套了一个有气隙的磁芯。测试出来的漏感一样大都是7uH;
2.变压多绕组并联的绕组我基本知道是怎么回事了。但是这样弄了以后,第一个原边绕组和第二个原边绕组的线长差距不是很明显吗,这样2个原边绕组的铜秏不一样,这样有没有问题?
3.0.3~0.35的三层绝缘线绕满整层,保证17匝,这样三明治绕法后,算下来初级线圈是0.6~0.7mm,如果不能满足初级的rms电流应该怎么处理,是不是在最外面的原边绕组弄2层,总共3层原边绕组来保证电流?
4.关于最小匝数问题,是不是只要原边的电感达到要求就可以了,不用关心原边最小匝数?
5.如果只关心电感,不考虑最小匝数,那很多的设计资料上都有最小初级匝数的说明,这个如何理解?
6.109v的反射电压偏小,但是这个反射电压对应的匝比到了8.5,算出来系统的占空比超过0.5了,做设计时不需要考虑占空比吗?,还是确定反射电压后根据匝比来计算占空比?
7.我看有些书上写电流控制模式下占空比不能超过0.5,如果有斜坡补偿的可以不用考虑这个约束。如果芯片有斜坡补偿,占空比是不是能超过0.5,到0.7甚至更高?

nc965
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  • 2017-10-20 13:08:59
 
1.测试出来的漏感一样大都是7uH是对的。但折算成比例就差别大了,这个比例对应的就是漏感能量(与100W的)比例,也就是你需要吸收的能量,就是你现在纠结的发热大小。
2.有问题再说好不?先操心眼前的问题。
3.2层太薄就3层,3层太薄就4层,没说一定多少层,以占一半弱窗口厚度为判据。不能对称时,内层厚一点有利,比如2:1
4.最小匝数、原边的电感都不需要关心,需要关心的是磁功率系数,磁密,整层、应力这些东西
5.某些地方确有最小匝数的说法,但你不用去关心,只要磁功率系数,磁密,整层这些做好了,得到的任何匝数都是合理的。
6.反射电压决定二极管和MOS管(也包括钳位二极管)的电压应力,在此前提下,匝比越大于漏感越有利。
7.注意到这个问题,因此给你17匝占空比没有超过此值,虽然还可以多绕1、2匝,但要你的芯片支持(我估计都是支持的)。而这个问题真正的根源是你的最低电压110V,恐怕不是很合理,尽量提高一点非常有利(不是一般的有利)。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 15:31:38
 
原边0.4mm的铜线,绕线19匝,二次侧用的0.1x200的丝包线,匝数为3;二次侧如果绕2匝,骨架绕不满;
测量出来漏感为4.1uH;应该可以用了。
变压器完成后,骨架里还有不少空间。这个应该没有什么影响吧?

nc965
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  • 2017-10-20 15:41:57
 
原边,0.4的线17匝,大约0.4*17/0.9=7.5mm,整层绕满是9mm左右,你远远没有做到整层,漏感小不了,问题照旧。
副边,3和2相差1.5倍,这个误差一般做电源的人是不能接受的。
你实在不想用铜箔绕,也应该用2.3mm直径的多股线双线并绕2匝,或者1.5mm左右的多股线三线并绕两匝。但是,这样的绕法不推荐,因为不容易满足整层约束,漏感做不下来。况且,铜箔是常规做法,别人都能做,你为什么不能?
窗口空间剩余太多是不对的,应该饱满,影响铜损,也可能影响漏感。这个磁芯窗口深5.2mm,原边副边各一半弱,也就是各2mm厚的样子,这很难吗?
做变压器是要讲究的,你不讲究的后果就是你开题的问题,永远解决不了。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-20 16:36:20
 
不是不用,现在手边上没有0.3~0.35mm的三层绝缘线,铜箔也没有;
今天才买,最快下周一回来;
这个变压器是我按版主提供的方法做试验绕法,证明确实可以把漏感降下来。
原副边绕组各占一半空间的话,那铜皮要用1mm左右的,这个厚度远超过实际电流的计算值了,这里铜皮厚度的选择必须要兼顾到绕组空间和电流2方面是吧?


nc965
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  • 2017-10-20 18:36:04
 
窗口占用各半,里面不全是铜,铜能占其50%就很不错了,一般40%左右。
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-30 15:38:49
 
    按版主的方法做了变压器,一次绕组0.3mm三层绝缘线,17匝,共绕4层;二次绕组0.5mm铜皮,2匝;Lp=250uH,做出来漏感4.7uH,焊到板子上后,把输出二极管和滤波电容短路测试漏感有9.7uH;板子测试基本是没问题,Vds电压在450v以下,R3/4去掉ds电压只是稍微上升,效果明显改善;
    现在的问题是:
    1.骨架最下面有倒角,第一层的一次绕组不能达到18匝,其他层可以做到18匝,但是绕线很困难(手工绕线,没有绕线机),现在所有层都控制在17匝;这个问题如何解决,能不能第一层绕17匝,其他3层绕18匝,如果找专业的变压器厂家做变压器,能不能方便把每层做到18匝?
    2.板焊好后,漏感明显增加(漏感增加100%),这个是否正常,还是说我的布线方面有问题?
    3.调试过程中,变压器会发出响声,特别是负载在30W~90W时声音特别尖锐(mos管开关频率基本在30K~50K),这个是哪方面原因造成的?有没有可能是骨架和磁芯没有固定?
   最后,贴上我的pcb布线,绿色高亮网络分别为一次侧和二次侧的地,黄色部分为整流桥后直流高压输入和二次侧整流二极管输入;棕色为二次侧整流管输出;
top.jpg bot.jpg
nc965
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  • 2017-10-30 16:48:45
 
漏感4.7uH,2%了,显然还没有到位,应争取做到2uH以下。进一步降低漏感的措施有:
1、你的骨架高度不够,Bm=9mm和9.9mm是很大的差距。最底层倒角匝数不够也是骨架问题,建议换骨架。
2、0.5mm铜皮可能太厚,做Bm等宽整层不好出线,宽度要打折扣(从而影响漏感)。建议用0.1的铜箔多层重叠来做,尽量Bm等宽。
3、窗口占用副边太少,要影响漏感,可以原边减少一层(最外层),也可以考虑副边夹原边。
4、磁芯最好实测一下Bs值,排除磁芯材质不好带来的漏感(气隙)增加和饱和啸叫。
关于漏感测试,就是所有其他绕组可靠短路测本绕组,不考虑其他方法。
尖峰电压要在最高输入电压下考察。器件应力评估亦如此。
关于原边感量和频率与计算不吻合,如果220uH、63KHz是设计成果,有任何改变要有理由。
变压器叫声要抓到对应波形才能分析。
PCB布线可参考其他资料。
设计工作是否到位,可以考察效率,你现在效率几何?如果到了94%以上,拓扑就舒服了,也没啥需要优化的了。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-30 18:06:46
 
1、你的骨架高度不够,Bm=9mm和9.9mm是很大的差距。最底层倒角匝数不够也是骨架问题,建议换骨架。
     骨架的问题我再去淘宝上找找;9mm和9.9mm的具体差别是什么?绕线匝数吗?
2、0.5mm铜皮可能太厚,做Bm等宽整层不好出线,宽度要打折扣(从而影响漏感)。建议用0.1的铜箔多层重叠来做,尽量Bm等宽。

   Bm等宽不好出线,宽度打折扣,什么意思? 我现在是分别用6根0.4mm线焊在铜箔的2端当做出线(相当于增加铜箔两端厚度),绕完后二次侧出线的地方会有个大包,比其他地方绕组高出一大截。
  0.1mm铜箔多层重叠绕线,在出线的地方如何做能保证宽度不打折并且二次侧出线地方和其他地方高度尽量相同?
3、窗口占用副边太少,要影响漏感,可以原边减少一层(最外层),也可以考虑副边夹原边。
   减小外层绕组后窗口不就空出来了吗?这个对副边增加窗口占用量有什么关系?这个窗口占用量怎么计算的,只考虑原边和副边的比值吗?
   副边夹原边是什么绕法,多明治吗?原边,副边,原边,副边 这样安排绕组可行吗?
4、磁芯最好实测一下Bs值,排除磁芯材质不好带来的漏感(气隙)增加和饱和啸叫
   磁芯的Bs值如何测试?
   磁芯应该是没有饱和的,在100w的时候是没有啸叫的,刚才调整了下rcd吸收的参数,分别为8.2nF,47K时变压器啸叫情况有所改善,只在45W~70W负载时声音特别厉害,其他时候声音很小。
   变压器啸叫应该抓取那些点的波形,如何分析?
尖峰电压要在最高输入电压下考察。器件应力评估亦如此。
    关于器件应力问题,这个设计应用就是在DC 110V,实际使用会有波动,估计不会超过130V;
关于原边感量和频率与计算不吻合,如果220uH、63KHz是设计成果,有任何改变要有理由。
   按95%效率,8.5匝比计算下来电感应该是259uH,45KHZ,目前的电感是250uH,工作频率30~50k,这个误差应该是可以接受的吧。
另外,漏感测试时只考虑了二次绕组短路,辅助绕组并没有处理,这样对于漏感测试是否有影响?
这个变压器的效率还没测试过,待会去测下。
   



nc965
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  • 2017-10-30 22:14:25
 
59楼的设计是全电压的,你这个不是,因此还不是最佳,重新设计吧(原边匝数、匝比还要降低)。
这个涉及设计参数,你一开始就要先搞明白:
应用就是在DC 110V是什么意思?设计最低电压是多少?109V时你的电源做何反应?
估计最高130V什么意思?131V时你的电源做何反应?
有一种反应是允许的:超过设计电压范围造成的损坏属于使用不当,不在保修之列。你是这个意思吗?109V就让它开挂?

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-31 15:33:55
 
这是我第一次做acdc电源,有如下想法:
1.这一版主要是用来熟悉ACDC整个设计流程及设计过程中的注意事项,积累经验,所以开始弄个全电压的试试。
2.这个电源对成本不是很敏感,器件选型方面可以不用太过考虑,虽然是在110v环境下使用,所有的器件还是按常规的ACDC标准来定的。
3.全电压范围设计,整流后直流100V~375V,那在110v也应该是能够的工作的吧?
4.关于效率的问题,最高效率设计是不是在输入AC220V附近,如果在AC220V时效率是95%,但是在AC80V输入时效率会不会只有80%或者更低?



nc965
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  • 2017-10-31 18:17:11
 
还是思路不清,刚说了整流后直流100V~375V,立即变成在AC80V输入时效率会不会只有80%,输入电压范围究竟多少呢?为什么不考虑AC60v呢?先理清思路在做设计吧。
输入电压范围是要认真论证的,不是摸一下脑壳就产生一个数据的,请参阅74楼最后一段的特别提醒。
再次提醒,这个最低输入电压,你这个功率等级,全电压应用的话,大约要在200V上下(CCM转折电压)才趋于合理。

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-31 18:51:50
 
其实我想问的是如果我设计的输入电压范围是100VDC~375VDC,效率95%,那么在这整个电压范围内效率应该不会波动很大吧,不会有的输入电压是95%,有的输入电压变成80%?

nc965
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  • 2017-11-1 09:59:48
 
给你估计一下,最低输入电压每提高10V,可提高效率1%以上,正如你预计的一样,100V输入时可能只有80%,140V可能提高到85%,但是220v肯定到不了95%,你能上90%就不错了(表中的95%,那是变压器效率,不是整机效率)。
如果你只关心效率的均衡,那很容易做到高压低压都80%,这个不难,无需纠结。
如果你想100V~375V都95%,想想可以,但是做不到。


sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-31 19:06:43
 
还有一个问题,最近几天研究了版主大神关于反激变压器设计要领的帖子,有个问题,在原边匝数问题问题上填入某些值时会出现0.5的小数,如下图
T2.png
这个原边匝数公式中N=INT(E18*E13/E17*1.8+0.5)/2,怎么要乘以1.8,还要加上0.5,这2个参数什么意思?

另外,我自己结合我的实际使用情况弄了个变压器参数,版主帮忙看看是否有问题。
T1.png
输入80V~140V,输出12V,100W算出来的最小频率是127KHZ,但是我的芯片(FAN6300AMY)实际最大工作频率100K,如果我把频率降到100K以下,占空比,就超过了0.5,到0.7了。
   

sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-10-31 19:23:30
 
刚才有检查了下参数,好像副边就一个0.5mm的铜箔,窗口占用率是不是有点太小,能否把原边线圈从三层绕组改成两层,增加一层副边并联绕组;
原边:2层0.5mm三层绝缘线,铜厚1mm,实际厚度0.7mm*2=1.4mm;
副边:2层0.5mm铜箔,铜厚1mm,加上绝缘胶带差不多是1.4mm;
最后算出来的窗口系数大概是0.94。
  这样最大的问题是2个铜箔需要4个引出端子,怎么出线,版主大神有没有什么解决办法?

nc965
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  • 2017-11-1 10:33:15
 
这些是几何问题,七巧板、儿童积木类似,自己考虑了。
nc965
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  • 2017-11-1 10:05:44
 
1、2这个参数就是为了得到0.5匝,少绕一个边柱就是0.5匝,但是物理上得不到0.4匝,因此2。
2、频率这个参数是可以用绕组参数调整的,可以调整到任意你需要的值而不影响最大占空比。你把原边副边匝数加倍试试?
3、输入电压又变成输入80V~140V?为什么不变成8~14V?

sjdywwerty
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  • 2017-11-1 14:43:22
 
1.   输入电压是由项目说明书定的,说明书没有找到,但是我找到了我们采购的一种电源板,输入是DC 80~140V。
     本来这次做的板子就是用来积累经验的,这个方面要求不是很严,以前我认为电源的效率在整个的设计电压规格内都应该是相差不大的,就按全电压的设计弄的,现在看来想法有误了。
2. 0.5匝在绕线上要怎么处理,原边的0.5匝,线头不就到了副边附近结束吗?这个线头要怎么穿过变压器引到原边引脚上?
3. 这个原边匝数公式中的系数1.8是否包含了老版本中的绕线紧密系数这个参数?这个公式中默认的绕线紧密系数是多少?
4. 如果把原边和副边匝数都提高一倍,频率降到了63.5KHZ,但是磁功率系数上去了,到1.39。这个在多少是合适的?在版主大神的原贴中说是要小于1的,但是稍微高点也能用,不知道是否有稍微具体的指标?
图一(匝比6,绕组加倍)中磁功率系数到了1.39,图二(匝比12)中占空比和最低频率都感觉有些偏高。
无论怎么调,副边匝数为1时占空比和频率会偏高,副边匝数为2时,磁功率系数会偏高。
      T1.png     T3.png



nc965
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  • 2017-11-1 17:02:23
 
1、输入电压如果你能确定下来是DC80~140,就需要加大一号磁芯来做,这样磁功率系数的问题就解决了,也能做出高效率。
2、保留0.5匝的计算是考虑到整层约束,能绕17.5匝就不要绕17匝的意思,如果是两层就可以得到整匝出线的结果(甚至3层能绕10匝就不要绕9匝),单层的话可以17匝(牺牲一些漏感),也可以调整线径让它不出现0.5匝,实在要保留0.5匝也可以,在磁芯两边出线而已(立式骨架)。即使原边总共只有0.5匝也是可以处理的(两个0.5匝可以并联嘛),但你现在还没有这种情况,不要操心太多。至于原边副边,那是几何拼图问题,常规的按磁芯两边划分可以,转90度也不影响啥。
3. 按漆包线线规绕下来,紧密系数大致0.9。
4. 磁功率系数接近且要小于1,CCM模式要更小一些。磁功率系数偏高说明磁芯小了,是反激变压器的主要控制指标。
sjdywwerty
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  • 2017-11-1 16:42:14
 
刚才测量了下效率DC 110V输入时有80.7%,AC 220V输入时只有75.9%了。
另外,在AC220V输入时,板子工作大概3~4分钟炸机了,mos管,取样电阻,cs引脚的限流电阻都烧了,其他地方还不清楚是否有损坏。
还有,炸机之前听到过变压器啸叫,并且声音逐渐增大,这个是什么原因?

nc965
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  • 2017-11-1 17:04:42
  • 倒数10
 
原因早已经告诉你了,设计0.3T磁密,需要核实磁芯质量。设计220uH,你做成250了,一般就是这结果。另外估计你板子和参数有问题,220V工况异常。
工况异常的因素可能很多,需要你自己找出原因,你第一时间就可以测出效率以判断工况、声音也提醒过你,应该多抓波形来解读。
还是没搞懂你,刚才(94楼)才确定输入电压DC80~140V,怎么马上(95楼)又变成220Vac了?你怎么不把你采购的80~140V电源上220V来看它能抗几分钟?
sjdywwerty
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  • 2017-11-1 19:04:00
  • 倒数9
 
   这个主要问题在我,一边做全电压设计积累经验,一边又想着把实际中用的电源(80~140V)参数给确定了,所以弄的过程中两边来回串。
   现在开始专注的弄一个方向,目前的pcb变压器封装是按PQ3220设计的,先弄全电压这种设计。
   如果我没有测试磁芯质量的设备,一般磁芯密度选择多大合适?变压器声音不对,需要抓取哪些点的波形?

nc965
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  • 2017-11-1 21:18:41
  • 倒数8
 
全电压设计也有输入电压问题,先做论证,范围多少?为什么?
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-11-2 15:01:04
  • 倒数7
 
     就我的理解,全电压是同时满足110VAC和220VAC输入,一般85VAC~265VAC,整流后120~375VDC,但是我对输入没有这个要求,所以输入就随便弄了个最低100VDC,调试时可以用110VDC,感觉比220VAC安全点,这样弄只是为了熟悉电源设计,积累经验。
    没有测试磁芯质量的设备,磁饱和强度取0.25有问题吗,很多资料上说没有实际数据时按0.25~0.3处理。
nc965
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  • 2017-11-2 18:26:12
  • 倒数6
 
110VDC计算下来磁功率系数有点超,这意味着磁芯偏小,或者110VDC偏低,就别指望100VDC能用了。而这个问题还涉及到对应的交流输入电压、输入电解电容大小及其工频纹波电压大小,都需要仔细核算。正常情况下,这个功率等级应该做成CCM模式来应对这个问题。你只是验证积累经验话,建议提高到120VDC设计和操作。
要做全电压,挑战的是输入电压低端的效率和电流应力、高端的电压应力,而漏感是电压应力的敏感因素。你目前的漏感尖峰在110Vdc工况下尚高达450V,220Vac下炸机(450V+220Vac-110DC>650V)是必然的,就更不要指望265VAC(更何况小区实际电压很可能经常超过此值)能用了。唯一的出路不是如何吸收,而是如何降低漏感。
漏感方面,已经指出你目前的2%+远没有到位,也提醒过你9mm和9.9mm差距很大,也有人提醒你PQ3220(与3225差距很大)漏感不容易做小,都是应该考虑的因素。
电压应力方面,264VAC的峰值373V,+120V反射电压,+每1%漏感至少对应10%的尖峰电压,+10%的安全余量,由此确定MOS和钳位二极管的耐压,典型情况应该650vMOS和800V二极管。
磁饱和强度取值问题,实际上是磁芯品质问题,0.25和0.3相差20%,这意味着PQ3220刚好能干下来的事要再扩大20%才能干成,如果你想采用0.25T这个参数,就应该选用PQ3225来干现在的事情,如果你想继续用PQ3220,你就得确保你的磁芯能达到0.3T磁密。
赵日天
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  • 2017-10-21 11:36:45
 
李工
你好,请教一个问题
”你的磁密太低,你才0.2T,这导致气隙很大,因此漏感极大”,这个较佳的反激气息,根据经验大概是多少到多少之间比较合适呢
nc965
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  • 2017-10-21 15:28:02
 
根据磁芯来,用磁芯的临界饱和强度Bs做设计磁通强度Bm就是最佳(仅对反激而言),但这个Bs并非磁芯手册里那个Bs,需要测试确定。
yby123
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  • 2017-10-31 18:34:08
 
是不是频率的问题?
tini1234
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副总工程师
  • 2017-11-6 08:51:24
  • 倒数5
 
电阻值改大,功率改大些
in8818
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副总工程师
  • 2017-11-10 09:25:02
  • 倒数4
 
看图不正常
sjdywwerty
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初级工程师
  • 2017-11-21 18:40:06
  • 倒数2
 
     最近调整思路,按设计手册流程弄了个220VAC单电压的变压器参数:磁芯:PQ3220; Lp=470uH; Np:Ns:Na=34:4:6; 原边用0.3mm三层绝缘线绕整层17匝,2绕组并联34匝;副边用0.1mmx200丝包线绕整层4匝;
     自己先弄了个变压器,一上电放鞭炮了,mos,采样电阻,IC的cs限流电阻都炸了。主要有2点怀疑:1.Vds超标,2.变压器采用的是绕组并联方式,可能有绕组短路现象,实际绕组完成后,我分别测试了原边2个绕组的电感,不是完全相等,有点偏差;
     网上找了个变压器厂家打样,磁芯改成PQ3230(厂家说保证漏感),原边0.5mm漆包线2线并绕,34匝;副边90匝0.2mm漆包线并绕,4匝;实际电感470uH,漏感9uH左右(变压器厂家保证2%以内,问了很多厂家,都做不到1%);
    调试过程中先找了个150V的可调DC电源,低压上电,测试mos漏级电压,发现上电开始阶段Vds有一个比较高的尖峰,后面ds电压逐渐降低,下图为Vin=130V,空载时ds的波形,上电开始阶段,Vds差不多420V,后来稳定后在380V左右;这种情况下输出不是很稳定,在11V~12V之间摆动;负载加到2W左右时输出电压稳定。
1.jpg
    给输出带上5W负载后上电波形如下,开始上电时DS电压最高430V,稳定后差不多320V。
2.jpg

目前主要有3个问题,
    1.130V电压输入时,空载时输出不稳定,在11V~12V直接跳动,(板上有个25K的假负载;还有一个LED,限流电阻5K),这个现象在负载到2W左右时改善;请问这个原因是由于输入电压低引起的吗(实际设计的是220VAC)?
    2.空载时Vds电压比有负载时电压还高,这个什么原因,有可能是由于空载输出不稳定引起的吗?
    3.不管是否有负载,上电初始阶段Vds电压明显偏高,这个现象正常吗,应该如何解决?


sjdywwerty
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初级工程师
最新回复
  • 2017-12-31 15:16:05
  • 倒数1
 
感谢论坛里各位大神的指点,电源基本调通了;
经过半年的奋斗,感觉开关电源应该算入门了。
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