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|  | | | | buck变换器
开关电源首当其冲的就是buck拓扑,俗名降压变换器,就是可以将高输入的直流电压变成低输出的直流电压.它是怎么实现降压的呢?根据书中公式:输入电压*占空比=输出电压.这个公式又可以将他们位置换一下位,就倒出另外两个公式. 输出电压/输入电压=占空比,输出电压/占空比=输入电压, 所以知道输出输入电压就可以知道占空比.
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| | | | | | | 哥们儿好歹列个提纲。。。。。。
电源之大之广太难得只言片语说清楚。。。。。。
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| |  | | | | | | | 要按提纲来,那成写书和读书了,讨论不需要提纲,不过现阶段大家都以基本的降压拓扑开始.只有基础打牢了,才没有那么多不理解的.后面的才能迎刃而解.
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| | | | | | | | | | | | | 那里有用到自举电容，自举电容实际就是利用一个脉冲电压将电容储存一定电荷，电容所储存电荷要能保证其下一个脉冲电压到来时，能为所供应的电路提供工作电源.
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| | | | | | | 针对BUCK占空比的计算,有不同的意见不? 占空比，输出电压，输入电压三者的关系基本上是这样吧！是怎么通过占空比将电压变低了的呢？那占空比又是什么呢？在开关电源设计中的占空比，实际是一个开的时间/周期时间的一个比值。例如：占空比是0.75，周期20uS（50KHZ），那就是开了15uS，关了5uS。开了15uS，关了5uS就能将电压变低成输出电压吗！实际也不行，这样只是输出了一个占空比的电压，这个电压还要经过一个LC滤波器后，才能得到直流输出电压。所以BUCK拓扑实际是一个占空比电压与一个LC滤波器。
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| | | | | | | | | 接上面的BUCK滤波器来说说，滤波器主要元件：电感和电容，这两种元件的深入理解可以参看《精通开关电源设计》的认识电感，这两个元件在BUCK滤波器中，起到什么作用，是怎么工作的呢？首先了解一下基本特性：电容的特性，电容两端的电压不能突变，而电感则是电流不能突变.他们都是可以储存能量的元件，电容的储存能量是电压形式，而电感储存能量对应的就是电流形式。
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| | | | | | | | | | | 接上面的BUCK滤波器是怎么工作的来说说:知道电感电容应用在电源电路的基本特性后,来说说电感的储存能理的,电感充电原理:在电感两端加上稳定的直流电压后,电感被充电,其内的感应电压就会慢慢上升.因为电感的内阻值固定的,感应电压上升,具体表现为电流上升.感应电压上升的多少与加在两端电压时间成正比.感应电压上升速度与电感的电感量有关,而电感量与匝数是成正比的,感应电压不能等于外加电压.所以充电的多少计算为:充电截止时的峰值电流X电感的匝数(或者电感量).充电知道了,那为什么我们直接给电感充电后,电感不像电容那样能保在电感上面,这就要从他的放电原理来说明,电感是电流元件,他所能保存的只有电流,电流就必须有电流的回路,如果充电后没有电流回路那电感的电流就会通过自身的内阻将电放了.所以电感充电后,他的极性反转时,续流二极管导通向负载和电容放电.放电电流与电压有会怎么样的关系呢? 下回分解.
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| | | | | | | | | | | | | 接上面:放电电流与电压有会怎么样的关系, 充电的多少计算为:充电截止时的峰值电流X电感的匝数, 放电时:由于BUCK变换器的充电放电是同一个电感,所放电开始的电流就是充电截止时的峰值电流,(如果是反激式开关电源,放电电流就是充电截止时的峰值电流X初次级匝比).放电电压就是负载等效电阻+续流二极管的正向压降. 具体说明:择抄<开关电源设计>第三版:73页内容:只是BUCK没有匝数比而已. 初级绕组100匝,开关管Q1关断时的峰值电流为1A,存储在初级的空匝数为100安匝.这个数值必等于次级的安匝数,若次级绕组为10匝,则电流应用10A(10TX10A=100安匝).同样,1匝次级绕组将会有100A的峰值电流,1000匝次级绕组对应于0.1A的峰值电流. 在这种情况下,电压方面的关系又如何呢?首先需要说明的是,初次级绕组电压并不相关,次级绕组电压只与负载有关.假设次级绕组安匝数为100,匝数为10,则峰值电流为10A,如上节例子所述.如果将次级绕组与1Ω负载相连,则可得到10V的次级电压. 如果将次级绕组与100Ω负载相连,则可以在次级得到不可思议的1000V电压.
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| | | | | | | | | | | | | | | 接上面：前面只提到了电流,匝数,电压的关系.并没有时间,充电与放电的时间与所加电压有关,电压高,电流就大,充放电的速度就快,反之:电压低,电流就小,充放电的速度就慢,因此在BUCK变换器与其他一些拓扑都,伏秒数相等的说法,Vi*Ton=Vo*Toff,其中: Vi电压是输入电压减去输出电压和开关导通压降. 为实际导通时加在电感两端的电压;Vo电压是输出电压加上续流二极管的压降,为实际关断时加在电感两端的电压.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不知道前面的内容,对学习开关电源的朋友有没有帮助,也没有人反馈与互动.也不管那么多了,继续吧! 个人的设步骤:主要用于恒流产品 1:确定设计规格: 1.1输入电压范围 1.2输出电压.输出电压与输入电压不能超过芯片的最大占空比与最高频率. 1.3输出电流,根据恒流芯片平均电流采样脚电压/电流取样电阻确定输出电流. 1.4输出电流的纹波率. 根据恒流芯片的电流采样电压的迟滞范围而定,一般有+/-15% 1.5工作频率:最小输出压小与最小输入电压下,工作频率不能低于芯片的最低工作频率, 2.实际步骤 1.确定一个工作频率,计算出导通时间. 工作周期*占空比就是导通时间. 占空比=输出电压/输出电压. 2.计算电感的纹波电流:输出电流*电流采样电压的迟滞范围,如:输出电流*0.3 3.计算电感量,导通时加在电感两端的电压(输入电压-输出电压)*导通时间/电感的纹波电流.所有计算时的位单为,电压=V,时间=S(秒),电流=A,电感=H. 4.根据电感量与电感的工作电流(输出电流+电感的纹波电流/2)选择合适的功率电感.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 接上面:根据电感量与电感的工作电流(输出电流+电感的纹波电流/2)选择合适的功率电感.如果没有标准的功率电感,那就只有自己设计电感: 电感的设计首要的就是选择磁芯大小,选择磁芯的方法也很多. 一种最简单的求磁芯体积公式是:Ve=5555*P/F,P:功率(W),F:频率(KHZ) Ve:磁芯体积(mm3); 另外还有求AP面积公式:AP=Ae*AW=PT*10^4/(KO*KF*fs*Bw*K j )^(1/1+X): PT 为视在功率(W).Ae:磁芯截面积(cm2). AW:窗口面积(cm2).KO为窗口利用系数.典型值0.4.KF为波形系数,对方波而言KF=4, 正弦波KF=4.44; fs工作频率(HZ), Bw磁芯工作磁通密度(T). Kj磁芯电流密度系数, X:磁芯结构常数. 选择好磁芯后就可以根据电感量计算匝数, 计算匝数最简单方法是利用磁芯的电感系数进行计算:电感公式L=N^2*AL, N=(L/ AL)^0.5, N= 线圈的圈(匝)数,这里要注意电感单位换算:亨 (H)、毫亨(mH)、微亨 (μH)、纳亨(nH)， 换算关系为:1H=1000mH=10^6μH=10^9nH 另外电感计算方法很多，可以参考其他方法计算也是没有问题的.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 除了电感需要设计计算，BUCK拓扑的输出电容也是需要计算。该拓扑工作原理分析可以知道，在开关管导通时和关断时都会向输出端提供电流。其电流的平均值等于输出电流，同时也等于电感电流的平均值。而输出电流的纹波等于电感的斜坡电流的变化值。因此，输出电容就可以通过预设计输出的纹波电压值除以电感的斜坡电流，得到输出电容的ESR值，再利用典型ESR/电容值关系式(R*C=50～80*10^6)，计算得到输出电容的容值了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以上是本人对BUCK降压变换器的相关理解内容,看过的都选择了默认,我也就只能当着是肯定了.后面就以BOOST升压变换器为主的内容了.首先问题:你是怎么理解D=(VO-VIN)/VO这个公式?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | BOOST升压变换器 D=(VO-VIN)/VO这个公式,个人是这样理解的. BOOST升压变换器的开关管导通时,加在电感的电压为输入电压VIN, 电感充电储存能量.开关管关断时,加在电感的电压为输出电压与输入电压的差值(VO-VIN), 电感放电释放能量. 电感充电和放电的伏秒数相等的原则,即: 充电的伏秒数除以放电的伏秒数等于1.电感充电放电时电压比为VIN/(VO-VIN), 要想VIN*Ton=(VO-VIN)*Toff= 1, 电感充电放电时间就是电压的倒数, 开关管导通充电的时间等于放电电压, 开关管的工作周期等于放电电压+输入电压=输出电压. 因此有此公式了D=(VO-VIN)/VO.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 理解了D=(VO-VIN)/VO原由,一切就变得简单了,基本上运用BUCK降压变换器的一些方式就可以计算设计了.难道不是吗?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 开管导通时间，会在电感中得到一个线性上升电流，其公式IP=VDC*TON/L，这个公式可以扩展成IP*L=VDC*TON=1，将前一节的提到占空比D计算出来，加上计划的电路工作频率，就很快计算TON，而剩下的IP和L的乘积等于VDC*TON的乘积就可以了，至于IP和L的乘积，只要选对了IP，自然就得到了L. IP怎么选呢？后面再续。
以上，L电感，IP电感的斜坡电流的峰峰值，VDC输入电压，也就是加在电感两端的直流电压，TON加电的时间。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 至于IP怎么选？本节定义IP电感的斜坡电流的峰峰值,也就时电感纹波电流峰峰值. IP的大小关系到电感的工作模式(连续,断续,临界工作模式).电感的工作模式是会随变换器输入输出参数的变化而发生改变, 如:在10%以上的负载条件下, 电感工作于连续模式. 在10%以下的负载条件下,电感工作于断续模式. 在等于10%负载时,电感工作于临界模式.因此: IP选择要保证在正常工作负载范围内电感工作模式保持不变,这样有利于环路的控制和电路的稳定性.因此一般按最小负载电流选择IP电感纹波电流峰峰值,电感工作在连续工作模式.即 IP=最小负载电流/(1-D)*2. IP的大小也关系到开关元器件电流引力的大小, IP大,则电感工作在断续工作模式,电感的峰值电流是电感平均电流2倍. 电感不同的工作模式如下图示说明
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 根据前面的占空比公式与电感纹波电流峰峰值的选择,来个实际设计计算实例: 1:确定设计规格: 1.输入电压Vin:12V 2.输出电压Vo:18V. 3.输出电流Io:2A.最小电流10% 4.工作频率F:50KHZ 5.输出电纹波Vr:50 mV 2.实际步骤 1.占空比D=(输出电压-输入电压)/输出电压.D=(18-12)/18=6/18=0.3333 2.计算开关管通导时间: F=50KHZ,T(ms)=1/50(KHZ) =0.02(ms),Ton(ms)=0.3333/50=0.0066(ms) , 20(US)*0.3333=6.666(US); 3.IP=输出电流最小/(1-D)*2. 输出电流最小=2A*10% =0.2A, IP=0.2/(1-0.3333)*2=0.6A. 4.根据IP*L=VDC*TON=1计算L电感: L=Vdc*Ton/Ip=12*6.666(US)/0.6=133(UH) 5.电感峰值电流=电感的平均电流+IP/2=Io/(1-0.3333)+0.6A/2=2/0.6666+0.3=3.3A 6.输出滤波电容:输出电纹波Vr:50 mV 输出滤波电容Co= Io* Ton/Vr=2(A)*6.666(US)/0.05(V)=266(uf). 以上设计计算中要注意单位的应用,也是我个人学习BOOST升压变换器的理解与运用方法,是否正确未知.欢迎指正.关于计算中最后一条, 输出滤波电容的计算下回再作说明.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输出滤波中容器容量选取的计算方法有两种;1. 按允许的纹波电流来确定电容的容量。即输出纹波电压等于流过电容器的纹波电流与电容器的等效阻抗的乘积，前面BUCK中就是应用了这原理,这种方法也适用于连续工作摸式的其他离线拓扑(反激式除外).2.按纹波电压的要求来确定容量，即输出纹波电压等于输出电容为负载提供的电荷变化量除以电容容量，电荷变化量等输出电流与输入对输出不提供能量的时间，在BOOST中，开关导通时为输入对输出不提供能量的时间，所以公式为Vr=Io*Ton/C.这种方法也适用于离线反激式拓扑.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前面21楼的内容有更新,前面的计算中间有错误,看过的有没有发现的?主要错误就是,我将电感的平均电流直接等于成了输出电流,实际上这是不对.不过在BUCK中电感的平均电流就是输出电流,因为:不管开关管导通还是关断,电感电流对都输出提供能量.按上面的计算例子:电感电流纹波率r是多少呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | BOOST电感器的设计,我也没有弄明白,不过一般情况下.你需要的规格都可以直接找厂家定制的到.设计也就可有可无,如果后面我弄明白了再补吧! 主要知道怎么根据输入参数计算出电感的规格就好了.我自制了一个<<BOOST 变换器连续模式参数设计>>文档,分享给大家.有不对的 帮我指正一下,必尽我也只是个学习者. 如果没有什么问题:接下来我要转离线式开关电源去了.先说说离线式开关电源变压器两个基本转换特点:1.电压转换,变压器电压转换比等于匝数比.例如:匝数比为5:1,当初级电压为300V,那么次级就为60V. 即 5:1=300:60; 2.电流转换,变压器电流转换比与匝数比是成反比,例如:匝数比为5:1,当初级电流为1A,那么次级就为5A.它们是初次级电流与初次级匝数的乘积要相等,即:初级电流*初级匝数=次级电流*次级匝数.
注意:只能在绿色项目后面红框中输入设计参数
BOOST 变换器连续模式参数设计.xlsx
(9.64 KB, 下载次数: 381)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 表格搞个开源嘛，不然上传了有什么意思，搞得很神秘一样，呵呵
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好像代入计算电感不正确。
给个参数：输入DC100-380，输出380V，输出功率：300W，最小工作功率：5W，开关频率：66k
你代入你表格算算电感值。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有什么不对,输出功率300W,最小工作功率5W.这个最小功率不合适,可以设最小功率为20%=60W.
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我觉得BOOST电感是这样的，
Lc = ( Vo - Vi ) * ( 1 - D ) / delta IL * f
delta IL = 2 * Po / Vi = 2 * 3.6/ 12 = 0.6A , 1/10的负载下，CCM转到DCM工作
Lc = ( 18 -12) * 0.66 /( 0.6 * 50000)= 132uH ，1/10负载时临界值
实际上还是一样的结果
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我这个公式利用了电感平均电流等于输入电流
你这个帖子是学习开关电源的好帖子，写得非常好，我注册账号后就在不断对照学习
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 至于怎么算,都是按照I*L=V*T=1这个来的,只是你要通过已知的条件,准确的计算出结果来.结果都是一样的.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这个帖子写的非常的好，推理很有逻辑性，内容丰富，我注册账号以来一直是对比的学习
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前辈BUCK能用一个实际应用来的案例来讲一下吗？如：Input:12-24V,Ouput:5V/3A 计算一下过程 谢谢！
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前辈不敢当，我也是现学现用，明天试下。最小输出电流多少？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输出电流5/3A ocp120%,主要是输出电容C*esr=50-80*10 -6这个不解 谢谢！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 根据你的要求选择,来的个实际BUCK设计计算实例: 1:确定设计规格: 1.输入电压Vin:12-30V 2.输出电压Vo:5V. 3.输出电流Io:3A.最小电流20% 电感纹波率:R=0.4 4.工作频率F:100KHZ 5.输出电纹波Vr:50 mV 6.续流二极管正向压降:0.5V 7.开关管导通压降:1V 2.实际步骤 1.占空比D=输出电压/输入电压.D=（5+0.5）/（12-1）=5.5/11=0.5 2.电感纹波电流=输出电流*R=3*0.4=1.2A 3.电感峰值电流:=IO*(1+r/2) =3*(1+0.4/2) =3.6A 4.电感量: L=V*T/I V=(12-1)-5=6V T=0.5/100KHZ=0.005(ms) I=1.2A L=6*0.005/1.2 =25Uh
3.输出电容:电容ESR=0.05/1.2 =0.041R 设ESR/电容值关系式(R*C=50～80*10^6)为65(这个是电解电容固有的一种ESR与电容值关系参数) C=65/0.041R =1585uf
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | |
4.电感量: L=V*T/I V=(12-1)-5=6V T=0.5/100KHZ=0.005(ms) I=1.2A L=6*0.005/1.2 =25Uh
在电流上升的斜坡，施加到电感上的电压 V = 12- 5 = 7 ，应该并不需要减去 1V 吧 ？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个1V是开关管导通压降,可以根据开关管导通电阻与电流,来得出准确数据.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 3.输出电流Io:3A.最小电流20% 电感纹波率:R=0.4
应该是这样的吧 ？
如果最小电流是0.2 Io , 那么纹波率应该是r = 2 * （ 1/10 ）= 0.2 ，
那么delta I = Io * 0.2 , 当负载从满载到1/10的负载时 ，由CCM转DCM
纹波率取 0.4 ， r = 2 * （ 1/5 ）= 0.4 , 那么delta I = Io * 0.4
当负载从满载到1/5的负载时 ，由CCM转DCM
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电流连续和断续的临界点.
r=0.4 就是从1/5 r=0.2 就是从1/10
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对的，我跟你说的其实是一样的。 负载减小到满载的1/5 时， CCM转DCM
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| | | | | | | | | | | | | 这个说法不对吧：“在电感两端加上稳定的直流电压后,电感被充电,其内的感应电压就会慢慢上升”。
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| | | | | | | | | | | | | 这话好像也有问题：“电感是电流元件,他所能保存的只有电流,电流就必须有电流的回路,如果充电后没有电流回路那电感的电流就会通过自身的内阻将电放了”
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| | | | | | | | | | | | | | | 那里不对,这两句更细的理解在<<精通开关电源设计>>的电感的篇幅里面.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 不知道书里是怎么写的，但是有以下疑问：
1）“电感是电流元件”，这句话怎么理解？什么是电流元件？
2）“他所能保存的只有电流”, 电流怎么能被保存？如何保存？
3）“电流就必须有电流的回路,如果充电后没有电流回路那电感的电流就会通过自身的内阻将电放了”，前半句没问题，有电流必须要有会路，后半句就有问题了，电容可以被充电，电感怎么能被充电？假设可以被充电如果没有电流回路能够通过自身的内阻放电的话那么继电器的线圈何须反向并联二极管放电？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感储存的能量为电流,电流*电阻=电压.电流两端没有电阻(阻值无穷大),那电压也为无穷大.功率=电压*电流 电感储存的能量功率除以无穷大电压,那不是一下就将其消耗了吗?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感应电压是随时间的增加, I*L=V*T 电流随感应电压增加而增加.感应电压随时间增加面增加.
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| | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | 你这个公式里，哪里能看出来感应电压随时间增加而增加？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不过我还是没有觉得那里不对，要不是说感应电压增加，那就是感应电流增加了。电流增加在同样电阻情况下，不是电压就增加了吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 关键的东西，只要是正确的就行，不绕也许更不会让人懂。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 本来正确的，一绕就可能不正确了，还是直截了当的好。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这种讨论、可以把问题弄的更透彻
通过对电感的感应方程的分析可以得出：
对于固定的施加到电感上的电压，电感感应电压是不变的
①. 电感感应电压在电感量为L的情况下，只跟电流的变化率有关，即电流的变化快慢有关
也不随时间变化而变化，只随电流变化率变化而变化的；
②. 如果是固定加到电感上的电压，电感电流随时间按固定的斜率增加而增加
即电感电流是电流的斜率对时间的积分，在Ton时间内随时间线性增加的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好像和我理解不一样,电感感应电压是随时间增加而增加.感应电压增加的表现为电感电流增加.如果感应电压用同一恒流放电,那么充电时间长的,在恒流放电两端所产生的电压就会高一些,电压*电流=功率,也就是时间长,功率就大一些.但不能让电感饱和.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电磁感应的定理说的很清楚的
感应电压是电感量 与 电流的变化率的乘积
不变的电流，就没有感应电压
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感电流的增加是因为的电流是电流变化的斜率对时间的累加，也就是积分，所以电流是随时间线性增加
感应电压会阻止输入的电流，也就是阻止磁通变化而做功，把这个能量以磁场存储于电感中，对应固定电感和
施加的电压，斜率没有变，自然感应电压是不变的，是固定的，因为电流的斜率没有变。
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| | | | | | | | | | | | | | | 图和公式:一般的书上都有,关健还是要知道其中的原理才行.
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| | | | | | | | | BUCK也是有断续和连续模式,一般工作在连续要比断续稳定.输出纹波也比输小.连续只要轻载了,就成了断续模式了.做LED恒流的不会有断续模式,恒压的才有断续模式.
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| | | | | 反激变换器
反激变换器基本工作原理:开关管导通时,变压器储存能量,负载电流由输出滤波电容提供;开关管关断时,变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电波.以补偿电容单独提供负载电流时的消耗的能量.反激变换器的工作原理与BOOST十分相似，只不过有变压器的存在，而将储存能量和释放能量的绕组分成了有匝比的两个绕组来完成，储存能量由初级完成，释放能量由次级完成。由于初次级是独立分开的，在释放能量时，就不能像BOOST那样，还能将输入电源中的能量提供给负载端了. |
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| | | | | | | 还需要说说反激变换器的变压器基本的特点, 反激变换器初次级组绕是交替工作. 1.开关管导通时,初级绕组电压被输入的电源电压所嵌位,次级组绕电压又被初级绕组电压所嵌位.此时他们的电压比就是匝比. 2.开关管关断时,变压器绕组的电压电流反向,绕组的电流比与匝数比是成反比,即:次级绕组的电流Is=开关管关断时刻的初级绕组电流*(NP/NS) . 3.变压器绕组的电流反向后,次级绕组的电流通过二极管向负载端放电,在次级绕组两端形成一个放电电压,这个放电电压与负载等效电阻R有关,由欧姆定律可以得到:放电电压V=Is*R. 4.次级绕组被两端放电电流所形成的电压所嵌位,初级和辅助绕组电压又被次级绕组电压所嵌位.此时他们的电压比就是匝比.
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| | | | | | | | | 知道了，反激变换器的电压电流的关系，那时间变化又是怎么变化的呢！占空比又是怎么来的？？？ |
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| | | | | | | | | | | 反激变换器的时间变化和占空比也遵循了前面的基本的开关电源拓扑(BUCK,BOOST)的原理, 开关管导通时,加在反激变压器的电压为输入电压VIN, 变压器的其他绕组反向不导通,所以变压器也就相当于一个电感,此时电感充电储存能量.开关管关断时,加在电感的电压为次级电压反射到初级的电压Vor(Vor=VO*Np/NS), 能量通过变压器匝比转换输出电压电流后由次级向负载释放. 电感充电和放电的伏秒数相等的原则,即: 充电的伏秒数除以放电的伏秒数等于1.电感充电放电时电压比为VIN / Vor , 要想VIN*Ton= Vor*Toff= 1, 电感充电放电时间就是电压的倒数, 开关管导通充电的时间等于放电电压, 开关管的工作周期等于放电电压+输入电压. 因此有此公式了D=Vor/(Vor+VIN). 自制等效原理图如下:
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| | | | | | | | | | | | | 我前面对反激变换器所做的分析和理解,大家是否认可?那我们可不可以通过前面的理解来设计反激变换器呢?我们来试试吧! 1.设计之前先要确定Vor反射电压(Vor=Vo*Np/NS),反射电压的主要目地就是电源在高电压输入情况下,保证开关管的电压应力在正常工作范围. 2.确定工作模式,是连续模式还是断续模式,先设计断续模式,设死区时间.20%. 3.将输出电压Vo转换成反射电压Vor,这里就确定变压器的匝比.N= Vor/Vo= Np/NS. 4.将输出电流转换成到反射电压Vor对应的输出电流,这个时候要加上变压器的转换效率(设0.8).( Vo*Io)/ 0.8(效率)/Vor ,这个电流就相当于基本拓扑的输出电流. 5.计算占空比D=Vor/(Vor+VIN).我想这个D只适于连续模式工作吧! 而断续模工作模式D= Ton/T,其:T=Ton+ TOFF+死区时间. 6.计算导通时间,T=1/F Ton= T*(1-20%死区时间)*D. 7.计算电感的峰值电流:Ip={( Vo*Io)/ 0.8(效率)/Vor}/{(T*0.8-Ton)/T}*2.或者Ip={( Vo*Io)/0.8(效率)/Vin}/(Ton)/T)*2 8.计算电感量: L=Vin(最小)* Ton/ Ip. |
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| | | | | | | | | | | | | | | 来个反激变换器断续模式实际设计计算实例: 一.确定设计规格: 1.输入电压Vin:175-264Vac 2.输出电压Vo:12V 3.输出电流Io:3A 4.工作频率F:50KHZ 5.输出电纹波Vr:50 mV 6.开关管耐压600V 7.变压器效率80% 8.死区时间.20% 9.输出整流管正向电压:0.5V 二.设计步骤 1.计算直流电压最大: 264*1.414=374VDC 最小:175*1.414-40=207 VDC 2.Vor反射电压=600-375-100=125 V 3.变压器的匝比N= Vor/Vo= Np/NS 125/(12+0.5)=10. 4.将输出电流转换成到反射电压Vor对应的输出电流:12.5*3/0.8/125=0.375A 5.计算占空比: D=Vor/(Vor+VIN)=125/(125+207)=0.3765 6.计算导通时间,T=1/50=20us Ton=T*(1-20%)*D =20*0.8*0.3765 =6.024US 7.计算电感的峰值电流: Ip={( Vo*Io)/ 0.8(效率)/Vor}/{(T*0.8-Ton)/T}*2.或者Ip={( Vo*Io)/0.8(效率)/Vin}/(Ton)/T)*2 ={(12+0.5)*3}/0.8/125/{(20*0.8-6.024)/20}*2 =(12+0.5)*3}/0.8/207/{(6.024)/20}*2 =1.5036A =1.5036A 8.计算电感量: L=Vin(最小)* Ton/ Ip =207*6.024(US)/1.5036 =829uH 9.输出电容与BOOST的一样,:输出电纹波Vr:50 mV 输出滤波电容Co= Io* Ton/Vr=3(A)*6.024(US)/0.05(V)=360(uf).
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 反激变换器连续模式设计:与前面的反激变换器断续模式有什么不同. 1.计算导通时间直接就是T*D,D=Vor/(Vor+VIN).没有死区时间 2.将输出电流转换成到反射电压Vor对应的输出电流:这里的输出电流是额定输出时的百分比或最小输出电流,如果实际工作电流小于该值后,就变成了断续工作模式.这和我们前面的BOOST变换器设计实例是不是相同, 前面的BOOST变换器也是按最小输出电流设计的连续模式,不是完全相同,但是可以借鉴.那我来个反激变换器连续模式实际设计计算实例: 设最小输出电流为额定值的20%,其他设计规格和不变的一些参数直接取上节内容. 1.占空比D=0.3765 2.计算开关管通导时间:20*0.3765=7.53(US); 3.IP=输出电流最小/D*2. 输出电流最小=3A*20% =0.6A,将输出电流转换成到反射电压Vor对应的输出电流:12.5*0.6/0.8/125=0.075A IP=0.075/(1-0.3765)*2=0.240577A. 4.根据IP*L=VDC*TON=1计算L电感: L=Vdc*Ton/Ip=207*7.53 (US)/ 0.240577A =6479(UH)=6.479mH 5.电感峰值电流=电感的平均电流+IP/2=(12+0.5)*3/0.8/207/0.3765+0.240577/2=0.721748A 6.输出滤波电容:输出电纹波Vr:50 mV 输出滤波电容Co= Io* Ton/Vr=3(A)*7.53(US)/0.05(V)=450(uf).
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上面的断续模式和连续模式的设计实例有没有问题?
我一直感觉有问题,直到今天可能才弄明白.上面的实际是一个断续模式和临界模式的计算实例.因为连续模式是要工作在大于临界模式的工作状态时,才是连续模式.
那断续模式和临界模式有什么不同,他们的不同点就在,断续模式TON时间是TON=T*(1-0.2)*(Vor/(Vor+VIN)=T*(1-0.2)*D,而他的占空比是TON/T.而临界模式没有死区时间0.2,所以他的比空比就直接是D,而时间也就直接是T*D;断续模式的时间比临界模式短,占空比要小.
这样导致初级的峰值电流大于临界模式,而电感量小于临界模式.但是峰值电流与TON的乘积是一样.所输出的功率也是一样,即IP^2*L一样.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 根据前面的分析总结: 自制了一个<<反激式变换器参数设计>>文档 密码123 此表是包含参数设计,不包括变压器设计,大师们多多指教哟! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 知道了反激式变换器的参数设计,就可以进行变压器设计了.
变压器设计的首要就是选择磁芯参数:
一种最简单的求磁芯体积公式,在前面也说过了:Ve=5555*P/F,P:功率(W),F:频率(KHZ) Ve:磁芯体积(mm3)
选好磁芯后就可以开始设计变压器了,如果是设计断继模式的变压器,磁芯是不需要开气隙的.
1.初级匝数直接就是 电感公式L=N2*AL, N=(L/ AL)^0.5, N= 线圈的圈(匝)数,这里要注意电感单位换算:亨 (H)、毫亨(mH)、微亨 (μH)、纳亨(nH)，换算关系为:1H=1000mH=10^6μH=10^9nH.
2.初级线径:初级有效电流/电流密度=线平方数 电流密度可以选择为 4A/mm^2
3.次级匝数通过初级匝数转换过来就可以了.比如:初级为100T,初次匝比为10:1,那么次级匝数为10T
4.次级有效电流通过初级匝比转换过来就可以了.比如:初级有效电流为1A,初次匝比为10:1,那么次级有效电流为10A.
5.次级线径:次级有效电流/电流密度=线平方数 电流密度可以选择为 4A/mm^2
6.线径可以通过骨架槽宽和槽宽深适当调整,确保绕组为整层绕制.
7.参数验证:Vin(最小输入电压)*Ton(最大导通时间)/(匝数*磁芯Ae)=B(磁通密度）,B(磁通密度)=0.25-0.3T(铁氧体磁芯）
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 再说说反激式变换器的开关管关断时的尖峰. 开关管关断时的尖峰:是由变压器的漏感(漏感:没有耦合的电感)所产生, 开关管导通时, 变压器的初级漏感与激磁电感在一起.所以同时被输入电压充电储存的能量,在开关管关断时, 次级绕组导通,激磁电感的能量通过变压器耦合由次级绕组释放能量,同时激磁电感两端的电压又被次级绕组放电的电压所嵌位.而漏感无法被次级绕组嵌位, 漏感所储存的能量就必须有回路将其释放,否则就会产生很高的尖峰电压,损坏开关管. 这个回路就是尖峰吸收电路,尖峰吸收电路要有两个要求,1.不能过多消耗次级绕组释放能量时所反射到初级的能量.2.能吸收漏感尖峰电压使开关管工作在安全区域内.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 开关管关断时的漏极电压是输入电压,次级反射电压,漏感尖峰电压的总合.这个电压必须低于开关管额定电压,且要有一定的余量, 余量一般要求为开关管额定电压的10%.漏感能量: 漏感与激磁电感类式于串联关系,开关管关断时, 漏感的电流与激磁电感的电流相同,其漏感电感储存能量=漏感量*感应电流的平方:公式EL=0.5*L*I2.常用的漏感吸收电路有RCD和RDTVS电路.它们是怎么工作的呢!以RCD例来说明它的工作原理.
开关管关断时,漏感电流极性反向,变压器开关管一端为正,另一端为负, 漏感电流通过二极管D向电容C充电,将漏感以电流方式储存能量转移到电容上.电容以电压方式储存能量,表现为电容两端的电压上升.电容从开始充电时两端的电压到漏感电流放电完后的电压.通过这个电压差可以计算出电容储存能量的多少,公式:Ec=0.5*C*V2 ,这里的V2为电容被漏感电流充电完后的峰值电压平方VCmax2和漏感电流充电开始时电容电压的平方VCmin2的差值:V2=VCmax2- VCmin2 . 漏感电流放电完后电容两端的电压不在上升,此时电阻对电容进行放电,将漏感产生能量消耗在电阻上,在一个开关周期内,电容放电电压刚好为次级反射电压时为最佳状态.在RCD的节点上,可以测出一个锯齿波, 锯齿波的峰值为漏感电流对电容所产生的峰值电压,谷值等于输入电压+反射电压为最佳状态.周期为开关周期. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 通过前面的储存公式 电容EC=0.5*C*V2 电感EL=0.5*L*I2,就可以计算RCD电路中C的大小,EC=EL*0.9 ,公式:C= EC*2/V2;L为漏感,I为初级的峰值电流,V2为电容的峰值电压VCmax2和电容谷值电压VCmin2的差值:V2=VCmax2- VCmin2.以上为个人观点,是否可以按此公式设计电容呢?RCD电路R的大小怎么选取与计算呢?还需验证.
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | 而且，你给出的链接中，人家给的是Vmax*Vmax-Vimn*Vmin，这个才是电容能量变化的公式。而不是直接用V*V，否则，这个V就没有定义。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢指点,我就是弄半天,也没有把我说的两个电压联系起来; 另外这个链接中的E*f,这个f是指周期时间吗?
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Vavg是电容上的平均电压，Vavg*Vavg/R，自然就是电阻消耗的能量，而E是每个周期漏感的能量，那么自然这个F就是开关频率，而不是时间周期了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD电路C的选取,原本的是不对的,现在有作修改.总和的计算公式: C=L*I2*0.9/(VCmax2-VCmin2). 0.9为电感能量向电容传输的效率.
RCD电路R的选取,可以通过下面两步计算出来. 1.计算电阻放电电流:Ir=C*(VCmax-VCmin)/(1/f). 2.计算电阻阻值:R={( VCmax-VCmin )/2+VCmin }/ Ir.
以下内容只作讨论,不作设计参考. 前面的RCD电路C好像不是直观的计算和推导.因为有储存(功率)在里面,计算中要用到平方这一参数.现在我用另一种方式推导一下, RCD电路的参数选取计算方式:首先要知道这两个等式:V*T=L*I,I*T=C*V 1. 符号定义, 漏感Lr,激磁电感Lm,初级电感Lp; Lr+Lm=Lp. Lr=Lp*5%(一般情况),反射电压Vor,开关管峰值电压Vp, Vp=开关的额定电压*(0.8～0.9), 输入电压VDC.开关管峰-峰值电压Vp-p=Vp-Vor-VDC ,初级峰值电流ILpk 2. 分配到漏感上的电压:有两种方式, 方式1.VDC*5%=VLr,方式2.VLr = Lr *ILpk /(D*T) 3. 漏感的激磁时的伏秒数=VLr*(D*T),而电感激磁和退磁伏秒数相等的原则, 退磁电压为Vp-p/2+ Vor, 退磁时间则为Toff=VLr*(D*T)/( Vp-p/2+Vor). 4. 通过I*T=C*V可以计算出电容: C=Ilpk/2 *Toff/(Vp-p). 5. 计算电阻放电电流:Ir=C*(Vp-p)/(1/f). 6. 计算电阻阻值:R=( Vp-p/2+ Vor)/ Ir.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以上都是理论设计计算的方法. 实际应用又是怎么回事呢! 怎么去定VCmax VCmin参数呢! 设计时以什么工况条件设计呢! 设计要注意什么,有什么关键点呢?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | VCmax参数,根据开关管电压应力与输入电压最大进行选取, 开关管电压应力要留10%-20%的裕量. VCmax=80%*开关管耐压-交流输入最大*1.414. VCmin参数,一般为85%-90%VCmax. 按设计最大负载条件设计储能电容,释放电阻. 设计关键就在VCmin参数, VCmin太小的就会在轻载时,产生假负载,吸收输出能量. VCmin电压在轻载时,不要低于反射电压.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电容放电电压刚好为次级反射电压时为最佳状态
这句话的依据是什么？
我觉得应该是电容放电电压就是电容能够充到的最高电压
这个最高电压就反应了电容上携带的能量，这个能量应该
是等于漏感存储的磁通能量，而不应该等于反射电压
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电容放电电压刚好为次级反射电压时为最佳状态;1.如果电容放电后电压低于反射电压时,在开关关断时,次级反射回来的能量就会被RCD吸收,造成损耗.
2.如果电容放电后电压高于反射电压时,又对开关管关断时的尖峰吸收不是很好.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 漏感的能量以震荡的形式叠加在Vi + Vor 上，
Vi + Vor +/- Vclamp
压制这个尖峰，使其为 Vi + Vor
也就是这个Vclamp 上
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我是这样理解的：
这个漏感的能量以漏感Llk , MOSFET的输出电容 Cds 振荡叠加到 Vi + N*Vo上的，
理想情况应该是在 T - Ton 时间内 ，钳位电容通过电阻把电荷压制到 Vi + N*Vo 电压上
也就是放电到电容电压只有 N*Vo ，而不是你上面写的 ：电容放电电压刚好为次级反射电压时为最佳状态
注意这里 ， 应该是最高的钳位电压Vclamp到Vor= N*Vo ,这个时间在 T - Ton 完成，这里Vclamp 电压根据
MOSFET的耐压和裕量去确定。
已知漏感 Llk , Ipk ,计算出存储的能量
确定了Vclamp 电压，电容的容量根据电容能量公式。
这个能量公式是不是 0.5 C ( ( Vclamp + Vin + Vor )^2 - ( Vor + Vin )^2 ) ，还有待确定，我回头有时间再推导下。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在 T - Ton时间放完，还要确定电容对电阻的放电时间
从( Vclamp + Vin + Vor ) 放电到 ( Vor + Vin )
可以用一阶三要素法求出
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是在周期时间(漏感对电容的充电时间很短,可以忽略)内电阻对电容放电,从Vclamp放到电压Vor.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我觉得应该是从(Vclamp + Vin + Vor ) 放电到 ( Vor + Vin )
理想情况是压制到( Vor + Vin )电压上
上面写错了，上面公式就可以看出来
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我现在计算的结果是， 假若电容上有初始电压Vco
那么，
0.5 C ( Vc1^2 - Vc0^2 ) * f + Vc0 * ( Vc1 - Vc0 ) * C * f = P
或者是
0.5 C ( Vc1^2 - Vc0^2 ) + Vc0 * ( Vc1 - Vc0 ) * C * f = Wc , Wc存储的能量
这个公式跟上面的公式完全不同，
不知道哪里的问题
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCD电路C的选取,计算公式: C=L*I2*0.9/(VCmax2-VCmin2). 0.9为电感能量向电容传输的效率.L为漏感,I为初级的峰值电流,VCmin=电容谷值电压=反射电压,VCmax=电容的峰值电压.
RCD电路R的选取,可以通过下面两步计算出来. 1.计算电阻放电电流:Ir=C*(VCmax-VCmin)/(1/f). 2.计算电阻阻值:R={( VCmax-VCmin )/2+VCmin }/ Ir.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | VCmax2-VCmin2
应该是指 VCmax^2 - VCmin^2 吧 ？
如果，
VCmax = Vclamp + Vin + Vor
VCmin = Vin + Vor
跟我上面的一样的
下面的这个公式，
[ 0.5 C ( Vc1^2 - Vc0^2 ) + Vc0 * ( Vc1 - Vc0 ) * C ] * f * PF * η = P
PF功率因素， η 效率
应该也是对的，它反映了能量的一个整体交换，有一部分是做了无用功的
但实际上传递的能量还只是
0.5 C ( Vc1^2 - Vc0^2 ) * f * η = P
这是我的分析
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 应该是这样的
VCmax = Vclamp + Vor ； Vclamp 是需要钳位的电压
VCmin = Vor
对的，这样就跟你说的一样
另外电容对电阻的放电电流是变化的，按这指数变化
e^(-t/RC)，你上面的图中电容放电的电压波形应该是理想化的图，实际是有点弧度的，如果电压是直线下降，只有放电电流是恒定才可能
根据一阶电路的响应方程可以得出
Vc(t) = V(∞) + [ V(0+) - V(∞) ] * e^(-t/RC)
V(∞) 为稳态值，这里是 0 ， V(0+) 放电的初始值，这里V(0+) = Vclamp + Vor
当放到Vc(t) = Vor时 ，取的电阻值就是R
另外有两个条件是
Vclamp^2 / R = Pr电阻的功率 ,满足电阻功耗
上式子中t时间应该小于 T 减去 Ton 时间，在这个时间内完成放电
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你(174楼)说对了,我说的:电容放电电压刚好为次级反射电压时为最佳状态,这句话是有问题的,只有特定条件下才是对的(如:电源长期工作在额定负载和额定电压情况.)
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这种反激式电源，输出恒压，如果过流会出现电压下降吗
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在负载过流没有达到,初级电感峰值电流的限制时,和反馈环路也能正常调节输出电压的时候,输出电压是不会下降.只要达到前面两个条件的一个,就会下降或保护.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个和保护电路有关,有过流锁死的,锁死后无输出.也有过流打隔的.
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6.输出滤波电容:输出电纹波Vr:50 mV 输出滤波电容Co= Io* Ton/Vr=3(A)*7.53(US)/0.05(V)=450(uf).
Co= Io* Ton/Vr
这个公式是不是有问题呢？
应该是：
Co= delta Is * (1- D)T /Vr
delta Is 可以求出的，根据初级电流波形
我计算的结果是：
Co >= (1 - D)^2 * N^2 * Vo / （ 2 * Lp * Fsw^2 * Vripple ）
N是匝比，Lp初级电感量， 这个公式就是根据电容电压是通过电流对时间的积分，然后除以C值
不知对不对
另外我觉的这里用你上面讲的的电解电容ESR和电容容量的关系 65 * 10^6 可能更好求出来，因为次级的纹波电流也是很好求出的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还是你的公式是正确的，我上面的公式只对DCM模式成立，我是积分求次边Toff阶段的梯形面积，即delta Q
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | delta Q 就是次边梯形波的面积 减去在Toff阶段输出的平均电流与Toff的乘积
如果把次边最高电流定义成I2 ,最低电流I1 ，那么
梯形波的面积： Q梯 = ( I1 + I2) * (1 - D) / 2 ，可以积分算出的，
delta Q = Q 梯 - Io * Toff = Io * Ton
刚好等于Ton阶段输出电流与To的乘积，这一阶段刚好是电容在供电
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这个例子告诉我们，设计反激电源其实应该从次边的纹波去反推初级电感的设计的，多大的纹波电流和电压，什么时候工作在CCM，和DCM，以及变压器的体积、成本效益等等，但大多数设计就是定义初级的纹波率，或者是初级最高电流I2 = 3*I1 ，I1最低电流，这个时候实际上是从半载开始由CCM转DCM的，如果对于负载是变化的负载，且大部分工作于轻载下，那么显然会进入DCM模式，这个是时候次边的纹波就会超过设计的要求
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 断续模式工作,要有20%的死区时间.也就是本身在1个周期时间内完成能量传输变成在0.8个周期时间内完成,所以导通和退磁时间要相应的减少.这样才能有死区时间.
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | 你前面一行，计算占空比的时候D=vor/（VIN+VOR），这是DCM计算占空比的公式吗？你前面用CCM的来计算占空比，后面用DCM的来计算导通时间，可以？
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | 同一个设计，用CCM的公式来计算占空比，用DCM来计算导通时间，没问题?如果按照100K工作频率，按照CCM计算占空比是0.4，那么MOS管导通时间就是4uS，而按照你DCM的计算方式，导通时间就是3.2uS，你再用这个导通时间去计算别的参数，结果会对吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在反激式的实例中,设计规格是相同.工作模式是有两种,在断续模式中的D=Vor/(Vor+VIN)=125/(125+207)=0.3765,这个D*0.8T来计算导通时间,峰值电流计算时是 导通时间/周期时间.而连续模式的设计规格直接引用前面断续模式的设计规格,峰值电流计算和导通时间都直接用D和D*T.
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | 如果是断续模式，你使用X=Vor/（Vor+Vin）这个公式的话，我觉得这个X应该不要用D。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 占空比D是会产生符号上的混淆,只要是计算的结果和步骤是正确的,对新手怎么好理解就用什么方法.想问一下,我的断续模式的计算的结果是否正确?因为我也没有按照前面理解设计过,前面设计过的断续模式的反激式不能工作在最低工作电压,我当时设计计算变压器时没有设计这个死区时间,也不知道怎么运用计算方法去加入死区时间的设计.
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| | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 版主把你的理解方式和计算方法,分享一下.大家学习学习. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 大家理解的D，是占空比，对于反激来说，就是导通时间占开关周期的比例，而按照你的计算方式公式里的D，却不是这个意思，所以，我才有前面的说法。我都是按照临界模式计算，如果想一直工作在DCM，那就L值比计算值小一些就会一直工作在DCM。如果想工作在CCM，那就确定一个转折点，用这个转折点来计算， |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这样做就会有经验值的问题,新手那里能把握的住这个经验值.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最低输入的时候，确定一个功率，在这个功率之前是DCM，超过这个功率是CCM，这个就靠个人来自己确定了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 9.输出电容与BOOST的一样,:输出电纹波Vr:50 mV 输出滤波电容Co= Io* Ton/Vr=3(A)*6.024(US)/0.05(V)=360(uf).
Co= Io* Ton/Vr ？
从这个公式可以看出
Vc = 1/C * S(0-->t) ic(t) d t
应该是次边的斜坡电流乘以时间吧 ？这个斜坡电流不等输出电流的
( I2 + I1 ) * （）1 -D ）/ 2 = Ioavg , I2是次边最高电流峰值，I1是次边最低电流值，你初级决定了这个波形的形状，可以计算出来的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我分析了下，实际上你上面的公式是正确的
C = Io * Ton / Vr,
我上面的积分掉了一个初始量
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 如果设计DCM，输入电压90V交流的时候，按照600-375-100求出折射电压后，再反过来推算占空比，会出现占空比大约0.5的情况，
这个例子是从175VAC算起的，占空比不超0.5，所以可以都工作在DCM模式下。
90-264VAC时，怎么调整，让其都工作在DCM模式?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可以这样来解决，通过预设D来设计反射电压，反射电压＝输入电压/（1/D-1），再通过反射电压设计匝比，匝比＝反射电压/输出电压+整流管VF.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | VINmin176*1.414-40=207V，为么要减40?
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| | | | | | | 你好，不要回复那么多帖子的招聘信息哦~~可以发一下招聘的帖子，发一下贵公司的详细要求、等细节，这样效果会好很多哦~ |
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| | | | | 正激变换器： 正激变换器基本组成: 正激变压+BUCK降压变换器. 正激变换器基本工作原理:开关管导通时,变压器向BUCK降压变换器提供能量.并向BUCK电感储能.关管关断时,去磁绕组释放开关管导通时变压器激磁电感所储存的能量,同时BUCK续流释放电感中的能量.其中后面的BUCK变换部份与前面的BUCK变换器工作原理完全相同. 正激变换器的最大占空比一般为0.4,最大占空比出现在最小输入电压和最大负载时.为什么是0.4.主要是变压器去磁问题,变压器去磁绕组的释放电压为电源电压,与变压器激磁绕组储能时的电压一样.所以去磁绕组的退磁时间是和激磁时间一样也是0.4,而一个周期剩下的0.2T的时间就是保证完全去磁的一个安全时间. 知道占空比和输入输出参数后,我们就可以设计变压器的匝比了.匝比可以通输出参数电压和占空比,从输出端向输入端进行反推设计计算.
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| | | | | | | | | 看是怎么设计了,关健在导通时间+退磁时间=0.8T,导通时间0.45T,那复位时间0.8-0.45=0.35T,前面说明0.4只适合于退磁绕组等于激磁绕组.导通时间0.45T,那么退磁绕组和激磁绕组的匝比为7:9,开关管的上工作电压为电源电压的2.3倍,不过还有不用退磁绕组的方法. |
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| | | | | | | 接上面的从输出端向输入端进行反推设计计算. 1.电压变换; 先从BUCK变换部份进行反推,BUCK的D=VO/VIN(BUCK),可以通过输出电压得到BUCK的输入电压.即VIN(BUCK)=VO/D,而VIN(BUCK)这个电压就变压器的输出电压.VIN(BUCK)与输入电压最小值的比值,就是变压器的匝比.VIN(BUCK): VDC=NS:NP.这样就完成正激式变换器的电压变换的过程和匝比的计算. 2.电流变换;也是从输出电流和BUCK的电感纹波电流进行反推,先计算出输出部分到变压器次级的输出功率: PS=IO*VO 输出功率除以变压器的效率可以得到变压器输入功率: PP=PS/0.8(效率),初级导通时正激的平均电流ILP=PP/(VDC*D).再计算输出电感纹波率, 电感纹波率r=电感纹波电流IP/输出电流IO,电感纹波电流=VIN(BUCK)*0.4T/L(BUCK),初级导通时正激的峰值电流ILPK+=平均电流ILP+*(1+r/2). ILPK+这个电流只是初级导通时正激的峰值电流,在初级导通,初级绕组的电感LP还会产生激磁电流为:IP=VDC*0.4T/LP,此部份电流是不能流过变压器到达输出端,而是在开关管关断时由退磁绕组将其返到电源的输入电容中. 正激的峰值电流+激磁电流才是最终的初级峰值电流. 知道这两个变换原理,对我们设计正激变换器是否有用呢?
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| | | | | | | | | 通过前面的理解来实例设计正激变换器参数! 一.确定设计规格: 1.输入电压Vin:175-264Vac(直流电压207-374V) 2.输出电压Vo:24V 3.输出电流Io:10A 4.工作频率F:50KHZ 5.输出电纹波Vr:120mV 6.开关管耐压850V 7.变压器效率80% 8.输出整流管正向电压:0.5V 9.开关管导通压降1V 10.变压器参数 型号:ETD44 Ae: 1.74 ( cm2 ) AL :4000 ( nH/N2 ) B=1600G 二. 变压器参数设计步骤: 1.变压器的匝比NP/ NS=207/[(24+0.5)/0.4]=3.379 2.开关管导通时初级平均电流:=VO*IO/效率/ VDC/D =(24+0.5)*10/0.8/207/0.4 =3.698A 3.开关管导通时峰值电流:=ILP+*(1+r/2)(设R=0.4) =3.698*(1+0.4/2) =4.438A 4.计算变压器初级匝数:=V*T(S)*10^8/ Ae/B =(207-1)*(0.4/50000)*100000000/ 1.75/1600 =59匝 5.计算变压器初级电感量: L=N2*AL =59*59*4000 =13924000 nH =13.9Mh 6.激磁电流为:IP=VDC*0.4T/LP =(207-1)*(0.4/50000)/0.0139H =0.1185A 7.开关管峰值电流=4.438+0.1185=4.5565A 三. BUCK电感参数设计步骤: 1. 电感纹波电流=输出电流*R=10*0.4=0.4A 2. 电感峰值电流:=IO*(1+r/2) =10*(1+0.4/2) =12A 3.电感量: L=V*T/I V=[(207-13)/3.379-(24+0.5)]=36.75V T=0.4/50KHZ=0.008(ms) I=0.4A L=36.75*0.008/0.4 =0.375Mh=375Uh
四.输出电容:电容ESR=0.12/0.4 =0.3R 设ESR/电容值关系式(R*C=50～80*10^6)为65 C=65/0.3 =216uf
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| | | | | | | | | | | 有了前面的计算数据,就可以设计变压器了吗!只能是基本可以,计算数据中还没有关于绕组线径的参数,线径是根据绕组的有效电流和电流密度确定.还根据变压器骨架槽宽线径大小与匝数适当调整. 前面开关管峰值电流就是变压器初级峰值电流(阶梯斜坡波),激磁电流就是退磁绕组峰值电流(三角波),波形的不同有效电流也不同.常用波形有效电流计算公式及图解如下. 纹波有效电流计算公式及图解. 三角波有效电流计算公式及图解. 阶梯斜坡波有效电流计算公式及图解. 矩形波电流有效电流计算公式及图解.
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| | | | | | | | | | | | | 以上是我所了解的正激式变换器,变压器的磁芯的选择可以参考<<开关电源设计>>书中的变压器磁设计之正激式变换器拓扑的最大输出功率表.
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| | | | | | | | | | | | | | | 控制环路 控制环路的作用,调节初级保证次级稳定输出. 控制环路的滤波电路基本知识: RC积分滤波电路:极点电路,极点频率:FP=1/(2*3.14*R*C); 频率低于极点频率的信号保持与输入信号同样大小从输出端输出,即增益为0 dB,而频率高于极点频率的信号则以-20dB/倍频下降,斜率-1.例: 极点频率为10K, 信号频率为30K.计算:20log(30/10)=负9.54 Db(相对于极点频率增益). RC微分滤波电路:零点电路, 零点频率:FZ=1/(2*3.14*R*C); 频率高于零点频率的信号保持与输入信号同样大小从输出端输出, 即增益为0 dB,而频率低于零点频率的信号则以20dB/倍频向零点增益上升,斜率+1.例: 零点频率为100K, 信号频率为10K.计算:20log(100/10)=负20 Db(相对于零点频率增益). LC滤波电路: 双极点电路, Fcnr=1/(2*3.14*√(L*C)),频率低于极点频率的信号保持与输入信号同样大小从输出端输出,即增益为0 dB,而频率高于双极点频率的信号则以-40dB/倍频下降,斜率-2.例: 双极点频率为10K, 信号频率为100K.计算:40log(100/10)=负40 Db(相对于双极点频率增益).
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 为什么上节中的增益随频率的变化呢？主要原因就是有电容和电感的原因，它们都是随频率变化，而改变自身阻抗功能。频率由低变高，电感感抗就由小变大，而电容容抗则由大变小。电路通过信号，其幅度随频率变化的特性，就是电路或网络幅频特性。在电源输出电路中就有这种特性。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在电源输出电路中,正激类(正激式,推挽式,桥式)电源的输出部为LC滤波电路, 反激类(反激式)电源的输出部只有单电容的C滤波电路;现在来分析一下,它们的输出幅频特性. 1. C滤波电路 a.输出电压信号是加在输出电解电容两端,电容容抗随频率增大而变小, 电容阻抗是固定不变的.电容容抗会产生一个零极点,信号增益则以-20dB/倍频下降,斜率-1.当电容容抗与阻抗相等的时刻,产生一个零点频率,大于零点频率就保持零点频率时的增益,斜率+1. b.电解电容的ESR与电容值关系式(R*C=50～80*10^6),设为65. c. 零点FZ =1/(2*3.14*RESR*C)=1/(2*3.14*65000000)=2449HZ. b.电容滤波电路中,滤波电容与输出负载并联,电容容抗与负载阻抗又会产生一个频率极点,在高于极点频率时信号增益则以-20dB/倍频下降,斜率-1. e.右平面极点FP =1/(2*3.14*RO*CO). C滤波电路整个幅频特性曲线,从零频率开始以-1,零点频率时-1+1=0,右平面极点时-1+1-1=-1.
2. LC滤波电路 除上节的双极点外,由于电解电容阻抗和负载阻抗的原因,输出电路也会产生像C滤波电路中的零点和右平面极点.LC滤波电路整个幅频特性曲线,从零频率开始以0, 双极点频率时0-2=-2零点频率时-2+1=-1,右平面极点时-2+1-1=-2.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前面的由负载引起的右平面极点,我的理解是否正确呢?
电源输出电路的输出幅频特性,正是反馈环路的输入信号.反馈信号经过误差放大器补偿和放大后去控制pwm控制器, pwm控制器工作在开关频率下.而输出端滤波电路是低通滤波,对开关频率的信号衰减很大, 因此误差放大器就必须对反馈信号进行补偿和放大,来提升控制pwm控制器频率的信号. pwm控制器输出占空比信号,控制电源变换器输出,信号形成环路.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 环路中的各个环节的增益相加，就得到开环增益。环节有，输出滤波，输出釆样，反馈放大，PWM控制。现在来说说，pwm控制到输出的增益。在电压模式的控制方式中，控制pwm的电压幅值和pwm最大占空比时输出端平圴电压比值，就是pwm增益倍数。例如:pwm输出最大占空比时，此时输出端平均电压为12V，控制电压为4V，而控制电压为1V时，pwm关闭输出。因此控制pwm的电压幅值为4-1=3V,输入到输出的增益为20log(12/3)=12db,增益倍数为4倍。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电压模式的控制方式中,误差放大器输出的电压控制初级峰值电流,从而控制了输出电流与电压.那电流模式的控制方式是怎么样呢?有大师给出反激式的增益公式Gpwm=1*N*Ro*(1-D)/((Rcs*(1+D)),那我们同样用电压模式的电压增益来分析一下电流模式的增益; 现象分析: 1. 在电流式中误差放大器输出的电压控制初级峰值电流,这句话同样有效. 2.峰值电流通过Rcs电阻采样后与误差电压比较. Rcs电阻的大小与误差电压控制初级峰值电流最大值. 3.次级绕组与负载Ro并联,不同的次级电流在Ro产生不同的电压. 计算分析: 1.最大误差电压=初级峰值电流最大值/Rcs电阻. 2.次级峰值电流最大值=初级峰值电流最大值*N(匝比) 3.次级峰值电压最大值=次级峰值电流最大值*负载Ro, 4.将时间归一化后增益倍数=(次级峰值电压最大值(输出)/(1-D))/ (最大误差电压(输入)/D) 5.电压增益DB=20log(增益倍数). 以上分析是否正确呢!还是直接参考大师公式计算.还是有更有效,更方便的方法呢?
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| | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | 电压模式的控制方式中,误差放大器输出的电压控制初级峰值电流,........什么意思？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电压模式，误差电压变化，占空比变化，改变导通时间，峰值电流也变化了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果这个PWM增益计算不正确或是不准确，会产生什么问题呢！他会改变环路的穿越0DB时的频率，如果计算值偏小，实际值大，这样穿越频率会变大。反知偏大时，穿越频率变小。如果有仪器能测试这个穿越频率，就可以很好的调节误差放大来调整穿越频率点。如果没有个台仪器，我们又该怎么办呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果没有环路测试仪路，那也可以通过测试动态负载响应波形来判断了，不过这中间要有不少经验和判断了。PWM增益在控制环路中为输入向输出传送正向信号，采样电路和误差放大电路为负反馈信号。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好久没更新，只因在上海这个工地安装DMX512灯具。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 误差放大器的放大倍数，由反馈阻抗与输入阻抗的比值决定。而在反馈种输入电路中加入电容，误差放大器的放大倍数就会有频率特性，不同的频率有不同的放大能力，产生一个误差放大器的幅频曲线。它与输出滤波器曲线加上PWM增益和输出釆样电路增益一起，构成了环路总增益。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 而误差放大器加入电容，会产生什么样的频率变化呢，一般电容是加在误差放大器反馈电路中，有二种情况，1.电容与反馈电阻串联，组成一个零点频率。2.电容直接接在误差大器的输入端与输出端，这个电容与取样电阻组成一个极点。在开关电源的误差放大器中，零点频率一般小于极点频率，零点与极点之间这一段的增益就是输出电阻与输入电阻的比值。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 前面加入电容的两种情况，将其拆分组合后，可以构成三种不同的误差补偿放大电路，1.只加入第2种情况时，即在误差放大器的输出与输入端加上一个电容，就构成一个单(零频率)极点补偿电路。2.只有第1种情况，反馈电路由电容和电阻串联。就构成了一个单极点单零点补偿电路。3，当两种情况都加入时，就构成了一个双极点单零点补偿电路。
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| | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | 电流模式不一样是误差电压变化，占空比变化，改变导通时间吗？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | V*T/L=I这个公式就能看出他们的变化，只是电压和电流模式控制方式不一样。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分：109845
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积分:109845 版主 | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个公式跟控制模式是没有关系的吧？电压控制模式是误差放大器输出与固定三角波比较，而电流控制模式是误差放大器与电流信号比较。跟这个公式是没有关系的吧？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 虽说模式控制没关系，也不是完全没关系。关健昰我们要怎么有效的理解电路增益，只有增益计算准确。误差放大的补偿网和对应穿越频率才准确，这样才会少了更多调试步骤。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 欢迎!我是个学习者,好多问题也没有弄明白,一起探讨.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对穿越频率，零点，极点，一直没有量化的分析，都是理论的分析。具体的影响结果一直没搞太明白
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我来个简单实例来说明一下环路补偿. 基本参数: 1.输出电压:12V 2.输出电流:2A(负载电阻:6Ω) 3.输出电容220UF(ESR=0.224Ω) 4.电源开关频率:65KHZ. 5.电源拓扑:反激式. 估计参数:控制到输出的直流增益:+19DB. 输出电路的极点频率:1/(3.14*2*0.00022*6)=120HZ 输出电路的零点频率:1/(3.14*2*0.00022*0.224)=3.23KHZ 设控制环路的穿越频率为1/5开关频率:13KHZ 控制到输出增益曲线,穿越频率为水平状态.增益为-9.9DB. 系统稳定的准则,系统的开环增益曲线,在穿越(0DB)频率附近的增益斜率,应为-1,因此:误差放大器在穿越频率的增益为控制到输出增益中此点增益的倒数,即为9.9dB.而且要以-1斜率通过穿越频率.因此:使用2型误差放大器,并在输出电路的零点频率3.23KHZ前要有一个极点.设此极点频率为2.8KHZ. 2.8KHZ处的增益就是误差放大器输出输出电阻的比值增益: 2.8KHZ到穿越(0DB)频率的增益为:20log(13/2.8)=13.3db
2.8KHZ频率的总增益: 13.3db+9.9dB=23.2dB.电阻的比值为:14.45倍. 设R1为2K, R2=2*14.45=29KHZ C2=1/(2*3.14*2800*29000)=2nf 2型误差放大器的零点频率约为极点频率的1/10,280HZ C1=1/(2*3.14*280*29000)=20nf.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以上控制环路都是我对书本上的知识的理解,而在实际中,我看到一些知名厂家的反激式电源的,误差放大器电路中没有用到C2,电路只有一个零极点和一个零点（频率:600hz）.此种方式不知是何种原理?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这个帖子写的非常好，把开关电源的很多东西都放进去了。
怎样理解下面的这句呢？
系统稳定的准则,系统的开环增益曲线,在穿越(0DB)频率附近的增益斜率,应为-1
我看到很多资料上写的保证反馈的稳定性是穿越频率ω0处的相位裕度PM 大于60度， ωπ(相位在-180度)增益裕度GM大于10dB
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 系统稳定的准则,系统的开环增益曲线,在穿越(0DB)频率附近的增益斜率,应为-1 ,-1就是-20db倍频增益.这是一般书中的准则.个人理解:穿越(0DB)频率,这个频率点的增益为0,不放大,不减弱,保持原有.而在穿越(0DB)频率附近的增益斜率,应为-1.就是就为了在穿越(0DB)频率附近的增益变化不要那么快速,在不同情况下,穿越(0DB)频率会发生上下变化,穿越(0DB)频率范围内都要是-20db倍频增益.所以有个穿越(0DB)频率附近.
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我想说的是即使是以-1斜率通过增益交越频率ω0 ，怎么保证在此处的相位要比 -180要高 45或者60度呢 ？还有一个相位的交越频率ωπ的增益小于-10dB , 这个两条是根据负反馈放大器的稳定判断的，防治放大器自激。
附一个开关环路设计文档，对这个东西，我一直是迷迷糊糊的。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 20log(13/2.8)怎来的，为什么带入两个频率来计算增益，这个给讲讲吧
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 设置环路的增益曲线，只有通过频率和电路的零极点来推算出某频率点的增益，而在设控制环路的穿越频率一般为1/5开关频率:所以有13KHZ.2.8KHZ是设在控制环路的极点频率，我这里是选在在输出电路的零点频率3.23KHZ前面上点点.总的目的就是在13KHZ时，整个环路增益要等于0，不放大13KHZ以上的信号，也不知道对不对，我也是学习中. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 穿越频率处，整个开环增益为0分贝，也就是补偿这块回路的增益和其余部分的增益的和为0分贝。
用频率直接和别的频率相除得到的对数增益，是一种简化计算？
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| | | | | | | | | | | | | 你这个阶梯斜坡有效值电流是怎么算出来的呢？
我把初始电流定为Ip1 ,最高的电流是 Ip2 ,
那么 Irms = √ [ ( D/3) [ (Ip2^2 + Ip1^2 + Ip2 * Ip1 ] ]
当I1 = 0时刚好验证了 三角波电流有效值
是你上面的式子；
当我按你上面的定义电流，和我这个式子算出有效值跟你的不同
会是什么原因呢？
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| | | | | | | | | | | 降压拓扑，电感设计不是要从Vmax开始吗？对应Ipk最大。Ipk=Id+Iav=Idc+Vmax/n*Ton/L
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| | | | | | | | | | | | | 设计电感体积时，电感的额定峰值电流要大于电感工作时的峰值电流。电感的感量设计主要是依靠，输入输出参数，预定工作频率，电感的工作纹波电流（电流纹波
率）进行设计的。
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| | | | | 所有的参数设计都是基于对电源原理的设计,真正的电源性能好坏还是从PCB设计开始.PCB的设计所遵循的原则,主要是安规和干扰,另外就是散热问题了,后面就来说说干扰.
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| | | | | | | 干扰就是噪声, 看看电源书中是怎么说的吧！ 噪声是发生在电流或电压急剧变化或电荷剧烈移动的部位,这些部位就是干扰源，在开关变换器中. 1:功率开关器件在大电流、高电压高频关断和接通状态。开关器件在开关状态下，其电流、电压瞬态急剧变化，其电流或电压波形的上升沿、下降沿为高频分量极为丰富的脉冲波，形成一个宽频带电磁干扰噪声源。 2：输出滤波器的输入端。在输出滤波器的输入端，由于变压器漏感、引线电感、分布电容、滤波电感和电容的存在，相当于一个高频矩形调宽脉冲加到RLC网络，在脉冲波的上升沿和下降沿会产生过冲与振荡，形成电磁干扰噪声源。 3.整流二极管的存储效应及反向恢复过程。由于输出整流管的存储效应，在反向恢复过程中，产生浪涌电流尖峰和高高频振荡，是形成干扰噪声的另一个重要来源。 4.其他离散噪声源。比如器件间绝缘不足产生的漏电噪声，控制电路参数或布局不合理满足振幅和相位条件形成的振荡噪声等。
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| | | | | | | | | 以上书中说的对不？应该是大差不差的吧，一般在论坛上针对EMC类问题，大家给的建议也都是在这些点上吧！再配上一些干扰的传播途径控制。那干扰会通过那些途径传播呢！主要有4种。 1.寄生耦合，a,公共阻抗耦合，形成地电位差，这个是常说的要单点接地来避免; b,静电耦合，通过分布电容产生耦合，这就是两条线路间距很小平行长度很大产生了耦合.这也包括上下层之接的线路;c，电磁耦合，电磁耦合是通过互感耦合。 2.电磁辐射耦合,高频装置的过长信号输入、输出传输线，形成“天线”效应，辐射电磁波。对高频而言，一段引线就是一个发射天线，也是接收天线。这个主要保证走线布线不 要走多余的线路，所布线路必须形成电流回路. 3.传导干扰，电源线、信号传输线拾取高频噪声干扰信号，以传导方式形成干扰，传导干扰有常模与共模干扰两种形态。 4.漏电耦合，主要是器件或部件的绝缘电阻降低，产生漏电流所形成的干扰耦合噪声。
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| | | | | | | | | | | 噪声主要分传导干扰和辐射干扰. 怎么去控制这些噪声,先说说传导干扰.一般在电源输入端加滤波器,滤波器就是根据在没有加滤波器时,测试选择输入线上的电流频域信号增益超过标准或者是高点的频率为滤波器设定频率,从而用滤波器来压制频率增益,使这些频率点增益下降以符合标准.
常模噪声滤波器的衰减系数qDM为 qDM=(2ЛF)2*(LDM1+LDM2)*CX
计算常模电感线圈的电感量L 设定频率为100KHZ 电容为0.1UF LDM1=LDM2=1/((2*3.14*F)2*CX)/2 =1/((6.28*100000)2*0.0000001)/2 =12.68（UH）
共模噪声滤波器的衰减系数qCM为 qCM=(2ЛF)2*LCM*CY 设定频率为100KHZ 电容为2.2NF CY=CY1+CY2=4.4NF LCM=1/((2*3.14*F)2*CY) =1/((6.28*100000)2*0.0044uF) =576（UH） 至于共模电感有互感的存在,设计参数是否要考虑在其中？这个我也不知道.
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| | | | | | | 是吗？都是理论基础，没有太多实际经验。还想着能进电源厂多多实操一下呢！不过电源厂的门坎高，始终没能进。
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| | | | | | | 工作闲余时间多,边学习边领悟,不对之处,多多包涵. 另外:1.如果有需要电源设计的朋友,我可以帮忙设计电源(60W以内).2.自己新开发电源调试不良的,也可以寄我帮忙分析改正.
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| | | | | | | 这个距离实际操作还有段距离，建议理论结合实际，要不然都是一堆浆糊。。。
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| | | | | | | | | | | | | 没有屏蔽你的,只是屏蔽跟你贴的楼下. 屏蔽原因:广告拉圾,违规内容,恶意灌水.
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| | | | | 通读全文，感谢给大家提供了便利的学习机会和专业性的交流
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| | | | | 计算好的参数，实际调试过程中，由于元件参数非理想状态，调试还是以实际波形为主吧。 |
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非常感谢！
我也是新手.
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