 |  | | | | 当电路没有EMI滤波器时，定频和变频临界模式的相关波形如下： 图1-2 未加EMI滤波器时的波形 上图(a)是变周期临界模式PFC最低开关频率为75Khz，从FFT频谱图上看噪声自75Khz后出现，图 (b)为开关频率20Khz的定占空比模式PFC，从FFT频谱图上看噪声分布在20Khz的倍频上。图(a)是变频模式（扫频模式）相对于图(b)噪声能量更分散，没有过高的噪声。
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| | | | | | | Saber软件的频谱分析跟真实的频谱仪很像，待测量区间取的越小得到的结果越准确，图1-2中取24.9mS-25.1mS得到的频谱图如下：（变周期临界模式） 图1-3 表周期临界模式PFC电路频谱图 做EMI测试时是通过测LISN内50欧电阻上的压降得到的uV 信号，如果换算成电流(A)则二者相差1000000/50=20000倍。图1-3中绿色曲线为通常的EMI测试曲线，已超出参考的40db很多，图1-3中蓝色曲线为电流频谱图，三角波的傅里叶展开如下 一次谐波周期T=13.329uS频率f=1/T=75KHz，幅值为Ipk*4/pi2=3.1*0.405=1.256(A)=1.976(dB)接近仿真结果1.336(dB)。 无论差模还是共模都是通过测量LISN中50欧电阻上的压降得到，另一个角度考虑EMI测试就是电流纹波大小的测试。根据这一思想EMI测试中40dB标线对应电流负46dB电流纹波峰峰值0.01A，50dB标线对应电流负36dB电流纹波峰峰值0.0317A。 |
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| |  | | | | | | | 根据上面的分析电路中引入EMI滤波器要达到使纹波电流峰峰值从3.1A降至低于0.01A以下（假设标线40dB）的目的，EMI滤波器采用一级LC电路（假设元件理想无寄生参数）特性曲线为： 图1-4 理想LC滤波电路特性曲线 图1-4中电感20mH，电容680nF，75Khz处衰减-69.598dB余量充足，谐振频率1.365Khz。（功率240W） 引入此滤波器后的效果如下： 图1-5 引入纯LC滤波器后仿真波形 结合图1-5和图1-4可以看出纯LC滤波电路已经产生了震荡，震荡频率既谐振频率1.365Khz，从图1-4中可以看出在谐振处增强了纹波幅度导致超标。（看资料EMI测试从150Khz开始，军品从10KHz开始那么上述波形是否合格？） |
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| | | | | | | | | | | 消除这中LC震荡主要有两种方法： 图1-6 LC消震电路 仿真采用的是电路（a） 图1-7 增加减震电阻后的LC滤波电路特性图 图1-7中减震电阻取1k，电阻值取的越小衰减能力越弱仿真的取值大概是5.8倍Z0=(L/C)-2，仿真结果如下： 图1-8 增加减震电阻后仿真波形 图1-8显示LC滤波器增加减震电阻后纹波电流都低于40dB并且功率因数PF达到了0.999。
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| | | | | | | | | | | | | 图1-9 计算公式验证 通过公式计算的纹波电流0.007883A与软件仿真的结果0.00765A基本一致，纹波电流20*log(0.00765) =-48.374dB与软件仿真结果基本一致。
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| | | | | | | | | | | | | | | 对于仿真中的定频定占空比模式其峰值电流达到了7.5A频率又只有20KHz，如果仍采用单级滤波器则成本较高并且效果也不好，这时可考虑采用双级滤波器。（参数：C1=340nF，L1=2mH，C2=1.36uF，L2=3mH） 图1-10 双级LC滤波器特性曲线 双级滤波器的参数要不同以避免谐振点重合，采用双级滤波后对纹波的衰减更强如图1-10所示在75KHz处可衰减-97dB（原单级为-50dB）。 串入上述滤波器后的仿真结果如下： 图1-11 双级滤波器、定频、定占空比模式PFC仿真 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 滤波电容值的选取可以根据电荷守恒原理，见下图 图1-12 纹波电压计算公式推导 对于低PF应用电容可以取的较大，对于高PF应用电容越小则纹波电压越大（峰值电压越高，图中电压纹波41V最大峰值为333V）。 |
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| | | | | | | |  | | | | | | | | | | | EMI滤波器对干扰噪声的抑制能力是用插入损耗I.L(Insertion Loss)来衡量。插入损耗定义为没有滤波器接入时，从噪声源传输到负载的功率P1与接入滤波器后，从噪声源传输到负载的功率P2之比，用dB(分贝)来表示。 由定义有： 由上述公式可知插入损耗跟图1-10的衰减曲线是一个意思。 从电网到开关电源之间一般都会有电源线都有一定的阻抗，可结合这个阻抗接成π型EMI滤波器以达到更好的滤波效果。 当引入寄生参数后分析会比较麻烦，后面可能会一点点的进行尝试。
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| | | | | | | | | | | | | | | 第一种方法测得1k电阻上的功耗约0.05W，第二种方法测了三组数据
电阻R 电容C 电阻损耗
2000 100nF 0.094W
1000 100nF 0.05W
1000 200nF 0.189W
第二组数据同方法一的功耗相近，对比两种方法的纹波波形：
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| | | | | | | | | 是saber软件，EMI滤波器刚开始接触遇到问题了望各位不吝赐教。
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| | | | | 实际的器件都有寄生参数，加入寄生参数后滤波器就不理想了。 图2-1-1 考虑寄生参数的滤波器特性曲线 图中曲线显示在第二个谐振频率后滤波器的纹波衰减能力变差（寄生参数取的不一定合理），并且频率越高噪声抑制能力越弱，理想器件是没有第二、第三···谐振点的曲线一直是单调递减的。EMI难处理可能就是因为这些个寄生参数，一是寄生参数不好测量，二是布局布线、元件引脚长度、温度等都会改变寄生参数所以难量化。单从滤波效果考虑可以采用寄生参数小的元件比如穿心电容、小寄生电容的电感等。 |
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| | | | | | | 图2-1-1是常见的AC/DC电源输入电路有大的输入电容Cin，因为有了这个大电容所以滤波电感可用小感量的，但大电解电容Cin中存ESR所以在高频段还需Cx电容的参与。大电解电容中ESR对EMI滤波器的影响见下图： 图2-1-2 输入电解电容ESR对EMI滤波器的影响 如图2-1-2蓝色虚线是增大ESR后的曲线，在EMI测试中有种情况就是冷机时传导过不去热机后传导就通过了（冷机ESR大热机ESR变小），上面这张图可以解释这个现象。
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| | | | | | | | | 下面的图是对比有Cx电容和没有Cx电容对EMI滤波器的影响 图2-1-3 对比Cx电容对EMI滤波器的影响 图2-1-3中蓝色虚线为去掉Cx电容后的曲线，在第二谐振点后滤波性能变差，有Cx电容的保持不变。（没有考虑整流桥的影响）
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| | | | | | | | | | | 下图对比分别增大滤波电感和滤波电容对EMI滤波器特性的影响。 图2-1-4 增大滤波电感或滤波电容对EMI滤波器的影响 图2-1-4显示增大滤波电感对低频段影响较大，增大滤波电容Cx对高频段影响较大。（寄生参数不一定合理所以这个规律还有待验证，蓝色虚线表改变后） |
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| | | | | 用一个隔离反激电源来模拟共模信号的产生及传播途径，电路如下： 图3-1 共模信号测试电路 测试结果如下： 图3-2 共模信号测试结果 因火线L上有差模电感所以共模电流主要流经零线N，这个电路的寄生参数需进一步“优化”以期能模拟出真实的波形。 |
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| | | | | | | 反激电源的输出二极管有时会放在低端（常见的放置方式称为高端），下面是对比这两种放置方式对EMI的影响。 图3-3 输出二极管不同位置对EMI的影响 图3-3的结果显示采用图(a)的常见接法要比图(b)的接法共模电流更小、EMI频谱线更低。
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| | | | | | | | | | | | | 一旦变压器寄生电容耦合关系变成同名端耦合，就会得出相反的结论，为什么就肯定是异名端耦合呢？
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| | | | | | | | | | | | | | | 有道理多谢指教！目前还没能仿出比较“差”的曲线也试过MCT设计的电感、变压器、MOS管，仿60W的反激都低于40dB还没找出问题。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | MOS 的 Drain 接一个10p电容到大地看看。（模拟和散热器和大地间的寄生电容.)
另外Saber的扫频幅值是Peak value ？ 有无 Quasi-Peak 的 ? Saber 没用太久了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 10p不止，百pF数量级，不仅仅是散热器，主要是原边绕组各种寄生电容。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个可以通过DCM续流结束后的自由谐振周期计算出来，10p加进去几乎没有作用。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的那个是Coss+变压器等（包括次级反射）的寄生电容，不是我说的MOS-D极对大地的共模电容。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果散热器是经机壳接大地的，根据资料，TO-220 对大地的寄生电容大概是12～30pF。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是用的FFT功能（扫频太费时间），根据测量及计算的验证应该是峰值， Quasi-Peak可能没有要自己转换。
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