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未解决

电压III型反馈全桥dcdc的伯德图异常

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邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 08:43:10
10问答币
我最近在测试一款全桥电压III型反馈dcdc电源的环路响应,bode图异常,如下:

异常的bode图

异常的bode图
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 08:46:04
 
我设置从100Hz-100kHz扫频,这个幅频曲线,从100Hz~几kHz时是没有的,几kHz~100kHz时幅度基本在0~1dB,这个很怪异,通常在几十dB。
我在同样的测试台上,换了另一块产品,测试出来的bode图是正常的,如下:

正常的bode图

正常的bode图
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 08:48:08
 
这两款电路一个是双路输出一个是单路输出,但是电路sence电阻是一样的,网络分析仪的设置和接线也是一样的,所以我就很疑惑了,为什么会出现第一个奇怪的波形?
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 13:39:28
 
环路里,还有一个问题我一直弄不明白,那就是穿越频率设置在多少为宜。
有资料说设置在0.1fs~0.2fs,以一个300kHz开关频率的电源为例,那fc应该设置在30kHz~60kHz。我感觉这个也太大了,我测试了一些产品,fc通常就是几kHz~十几kHz。
不知坛里的高手有何见解,fc通常设置在多少?
ailuer_shijidianyuan
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  • 2018-6-22 14:10:29
 
带宽的大小一般峰值电流模式不要超过二十分之一倍开关频率,电压模式不要超过十分之一倍开关频率。这是带宽频率的最大值,那么在实际情况中,例如300KHz的为什么通常是几K的带宽,这是因为环路其他环节的速度没那么高,比如通常光耦的带宽为10K,光耦有个极点,你还要躲开这个极点,那么就是几K了,当然如果用非隔离做,就可以做很高了

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邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-25 09:02:34
 
您好,您说的1/20fs和1/10fs这两个上限是经验值吗?有相应的原理推导出这个上限吗?您说的有的光耦带宽是10kHz,请问从光耦的数据手册哪里可以看出它的带宽,我以前只知道运放有带宽限制,还不清楚光耦的带宽限制。您说的光耦自身的极限,是指光耦三极管输出侧寄生电容和并联的电容带来的吗?为什么要避开这个极点频率,您指的避开,是指fc必须比这个极点低吗?可是,我也看过有些隔离电源fc约十几kHz,甚至有二三十kHz,时域指标也都能达到。所以很疑惑。
ailuer_shijidianyuan
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副总工程师
  • 2018-6-25 10:17:09
 
是个上限,峰值电流模式在1/2Fs有次谐波极点,需要避开,带宽比它低十倍频可以说从相位还是增益已经避的很开了,电压模式在开关频率出有极点,带宽比它低十倍频就已经避的很开了。光耦输出会有寄生电容,会有一个极点,每个光耦的规格书都会有一幅图,是说的光耦负载大小与响应频率的图,很明显得到光耦静态工作点的选取与光耦自身极点的位置,限制你的响应速度
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-25 14:03:42
 
您是指类似上面的图吗?RL越大,光耦增益下降越快,从而带宽越小?
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-25 14:05:01
 
您是指类似上面的图吗?

光耦增益频率图

光耦增益频率图
ailuer_shijidianyuan
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  • 2018-6-25 16:52:02
 
是这个图,RL是设置静态工作点,光耦有它自身的响应带宽
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-26 08:50:44
 
RL这个负载值该怎么确定呢?下面的图1是光耦手册上给的测试时电路图,能很方便的看出RL的值。图2是实际应用的电路图,我就找不到RL值。

图1

图1

图2

图2
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-26 08:52:11
 
是因为LM5035的COMP端流入的是电流信号,而不是常规的电压信号,所以没法直观的看出RL值吗?
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-26 09:00:18
 
下图3是一个UC2842的参考电路图。

图3

图3
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-26 09:02:38
 
图中Ropto=1k,这个电阻应该就是光耦的RL吧,而这个电阻带来的极点会使光耦的幅频曲线在8kHz处开始滚降,从而降低整个环路的增益,对吧?
ailuer_shijidianyuan
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  • 2018-6-28 19:05:30
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降低了环路的响应时间或者带宽
Coming.Lu
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  • 2018-6-28 19:25:26
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电阻也有极点。
电阻比光耦线性得多吧。
邹姜一郎
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  • 2018-7-2 08:22:52
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电阻是指光耦的负载,光耦负载不同,那个频率曲线不一样。
Coming.Lu
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  • 2018-7-2 08:36:58
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那只能说是光耦的特性是这样。
电阻比光耦理想得多。
邹姜一郎
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高级工程师
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  • 2018-7-5 10:06:24
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是的,是这个意思。
ailuer_shijidianyuan
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  • 2018-6-28 19:33:42
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图二光耦的静态工作点不固定,光耦的电流范围比较大,CTR都有可能变化
邹姜一郎
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  • 2018-7-2 08:25:02
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是的,图2是“电流型”的,无法直接看出RL是多少。
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 08:54:55
 
我理解您说的光偶带宽在10kHz左右的意思了,确实RL在100到1k变化时,通常都在10kHz附近增益开始滚降。谢谢!
wangdongchun
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  • 2018-6-22 13:04:47
 
这个楼主最好直接使用Ⅲ型

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cyx7610
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  • 2018-6-23 14:26:50
 
对于在LAYOUT时一般预留Ⅲ型,通常为二型就OK了。

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luoyan1980
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  • 2018-6-23 14:45:19
 
主要要用环路测试仪来测试环路的稳定度来确定,III型预留是没错的,但实际使用就要根据试验结果来定。

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nc965
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  • 2018-6-22 09:36:49
 
先I型、不行再II型,再不行才III型。

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Coming.Lu
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  • 2018-6-22 09:47:23
 
我是画板是全放三型,要用几型看调试结果。

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邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 13:10:41
 
我用的是III的,我之前在一个TI的应用文档上看过,推荐峰值电流控制的用II型,电压控制的用III型。比较纳闷的是,两款电路的差别就是一个是单路输出,一个是双路输出,其他的都雷同。结果单路输出的bode图很奇怪,双路输出的正常。一时半会儿,又不知从何下手去找原因。而那个单路的产品时域特性也是正常的,动稳态指标也都在指标内,就是想测一下code图看看,没想到测出了这个异常的波形。
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 13:16:41
 
所以我怀疑是测试的问题,而不是电源本身的问题,因为电源的时域特性都是正常的。但是网络分析仪的连接与设置,我只会按手册推荐的来,所以出了这个异常,不知从何处下手。
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-22 13:18:58
 
而且第一张异常的波形,居然从100Hz~1kHz没有幅频曲线,所以我觉得是测试没搞好,因为频域特性再差的电源总会有曲线的,对吧?
邹姜一郎
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  • 2018-6-22 13:36:04
 
您好,I型反馈,我见得比较少。感觉I型反馈的带宽会比较小,这样动态特性可能会差点。
nc965
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  • 2018-6-22 15:37:38
 
可能与你的理解相反
邹姜一郎
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  • 2018-6-25 09:07:30
 
下次我也试试I型,以前在教科书上有先入为主的看法,说I型动态不行,所以从来没试过I型。
nc965
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  • 2018-6-25 09:20:17
 
动态不行?哪本教课书说的?环路补偿,只有欠补偿(过冲)和过补偿(迟滞)之说,动态与什么对应?你发了几个贴来说这个事,其实就是有点过冲而已,应该很容易解决,大可不必扯太远。
邹姜一郎
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  • 2018-6-25 13:49:21
 
我在TI的应用手册《swithchmode power converter compensation made easy》上看到的,手册上说“I型补偿通常用于恒流型电流模式降压,驱动无输出电容的发光二极管(LED)负载。 虽然您可以对任何电源使用这种类型的主导极点补偿,但对于许多系统而言,这种类型的补偿不能提供实现最佳性能所需的灵活性。”
我以前以为,I型反馈只能提供90相位补偿,不能像II、III那样提供180度相位补偿,所以得到的穿越频率会比II、III型低,那么同样的情况下,动态应该会差一点。

I型反馈bode图

I型反馈bode图
nc965
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  • 2018-6-25 20:16:30
 
你抄的那一段书里面并没有动态一词,还是理解上的问题。
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 08:42:31
 
这样说吧,我理解穿越频率fc和动态直接相关,通常fc大一点,负载跃变幅值会小。不知道您怎么看?
我理解I型幅频曲线在主极点作用下以-20dB/dec迅速滚降,所以其fc通常会比II的要小。从而I型补偿的动态会比II要弱一点。不知道您怎么看?
nc965
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  • 2018-6-26 08:48:26
 
我理解你不过就是有点过冲,增加一点积分因子(电容)就OK了,扯不到其他事情上去。对工程师而言,调整过冲是最简单的事情。
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 09:11:11
 
您说的对,确实是过冲,这两天调试发现,正如一篇应用文档所说,过冲和输出电容C和穿越频率fc的乘积呈正相关。
因为之前用热风*吹器件,发现吹到光耦时,跃变就大了,吹其他器件变化不大,所以这两天精力都放在光耦上,猜想和光耦的温度特性、IF、CTR有直接关系。当然也确实有所改善,跃变降了30mV,不过没有达到目标,所以现在精力又转到您所说的输出电容C上。
我之前有加大过C,不过C加大后,LC谐振频率降低,从而fc也被拉低了,两者乘积C*fc增大的不明显,跃变降了20mV。
我现在想在加大C后,在调整一下补偿网络RC,把fc再拉高一点,应该可以把跃变降下来。
谢谢!
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-26 09:13:04
 
您说的积分因子C是补偿网络RC中的C吧?加大这个C是为了提高fc吗?
nc965
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  • 2018-6-26 09:45:34
 
积分因子就是DIP中的I,对应某个电容,增加它就是减少过冲,使环路动态反应不要过激,反应更加迟钝、更加稳重的意思。
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 14:31:26
 
明白了,不过还有一个问题想请教您。以前做数字电源时,PID的概念很直接,errorU=Kp+Ki/s+Kd*s,PID系数是3个明确的系数Kp、Ki、Kd。做模拟电源时,比如III型补偿器,常从1个主极点、2个普通极点、2个零点角度来说,公式如图1所示:



图1 III型补偿器公式

图1 III型补偿器公式
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 14:33:55
 
调模拟电源时,主要从零极点匹配的角度来调整RC值,那么怎么从上述零极点形式转变成PID形式呢?我只会看RC对应的零极点,不知道该如何变换成PID形式,从而看出I项相关的C。
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-26 15:44:36
 
您说的积分电容是图中的C2吗?

图1 基于运放的模拟PID补偿器

图1 基于运放的模拟PID补偿器
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 15:48:49
 
又引出了一个问题,如下图是基于运放的II型、III型、PID型模拟补偿器电路图。

II型III型PID型

II型III型PID型
邹姜一郎
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  • 2018-6-26 15:50:09
 
三者的电路结构不太相同,相比要将III型变换成PID型的形式,是不是还得从最基本的电路分析来推导出来?
nc965
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  • 2018-6-26 16:06:00
 
负反馈回路中的容性成分都可以理解成积分。
邹姜一郎
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  • 2018-6-27 08:23:16
 
以PID型电路为例,我知道C2在积分系数里,可C1在微分系数里,C1也可以当成积分电容吗?
nc965
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  • 2018-6-27 09:29:27
  • 倒数10
 
C1不在负反馈回路里(串在输入回路里的是微分、并在输入回路里的也是积分),但CHF在负反馈回路里,它不过就是R2=0时的C2,这样去理解。你不会不允许R2=0吧?
你只是有一点点过冲,增加一点点积分即可,C2、CHF都可以试试,立马见效,不用扯这么远。
邹姜一郎
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  • 2018-6-28 08:34:58
  • 倒数9
 
好的,谢谢!我试试看。我昨天试着把输出电容Cout增大了一倍,穿越频率fc下降了1/3,Cout*fc相比增加了1/3,负载阶跃幅值从440mV下降到了理想的350mV,说明那个应用手册从Cout*fc的角度出发也是可行的。
我再尝试调整一下积分因子CHF看看,看看时域和频域会有哪些变化。

nc965
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  • 2018-6-28 09:50:53
  • 倒数8
 
看看过冲有哪些变化即可,不用扯太远,你的问题是过冲,不是时域和频域什么的。
邹姜一郎
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高级工程师
  • 2018-6-25 13:54:14
 
欠补偿和过补偿应该是和相位裕度关联的吧。而动态特性,应该和穿越频率有关。我看了上面的应用手册,负载跃变的幅值和穿越频率就是负相关,穿越频率越大,负载跃变的幅值就越低。我前几天调试就发现两者确实有对应关系。不过也有人说负载跃变的幅值和相位裕度或静态增益有关,我调试时,发现可能跟相位裕度也有关系,确实高温时,负载跃变的幅值增大,穿越频率变化不大,而相位裕度降低了10度。
nc965
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  • 2018-6-25 20:18:46
 
扯远了
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  • 2018-6-23 14:35:59
 
在调试直接上II型,II型不行,再用III型做小调节。
nc965
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