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为什么双管反激拓扑的占空比必须要小于50%?

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yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-21 21:18:13
10问答币
如题,在不使用外加电路的情况下,为什么双管反激拓扑的占空比必须小于50%?

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似乎你对基础概念有点不熟。 伏秒平衡主要针对励磁电感,上管的驱动一般称作浮地驱动,隔离和浮地是两个概念。 要多看书啊,比如《开关电源设计》keith Billing和《开关电源原理与设计》张占松
xkw1cn
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版主
  • 2018-7-21 21:56:27
 
没这限制。电路改成RCD吸收即可。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-21 21:59:50
 
RC限制会导致应力增加。我的意思是,在不加外电路的情况下,为什么双管反激拓扑的占空比是不能大于50%?有文章说是变压器上复位电压不能大于输入电压的原因,但我还是不怎么理解,求指教。
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2018-7-22 17:56:36
 
QQ浏览器截图20180722175140.png
LZ是指这种?就针对拓扑本身而言,开关管关断时最大的反向电压被钳死在Vin了,超过50%占空比正负伏秒数没法相等。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-22 21:20:19
 
这个指的是漏感的一个伏秒平衡还是励磁电感?亦或者整个变压器原边?
其实我对于这个不是很清楚,就好比单管反激拓扑一样,开关管放变压器前面和放变压器后边会有区别?一直处于懵懂状态。
对于上管,为什么一定要隔离驱动呢?很迷糊求大师指点迷津
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2018-7-23 08:28:42
 
似乎你对基础概念有点不熟。
伏秒平衡主要针对励磁电感,上管的驱动一般称作浮地驱动,隔离和浮地是两个概念。
要多看书啊,比如《开关电源设计》keith Billing和《开关电源原理与设计》张占松

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yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-23 22:03:54
 
多谢大师指点
埃_维_针1
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副总工程师
  • 2018-7-24 07:34:28
 
我现在也是半桶水的初学者,平时你学的时候可以仿真啊,这样很快就能搞清楚原理了。
greendot
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总工程师
  • 2018-7-24 11:32:37
 
由于反射电压Vr不能大于Vin,否则二极管会导通,影响变压器能量转移,所以D必须小于0.5。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-25 21:45:43
 
那两个二极管的作用不就是为了钳位发射Vr的吗电压吗?
当Vr大于Vin,二极管导通啊
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-8 22:31:50
 
典型拓扑,在CMM和DCM模式下,反射电压Vr一定不能大于Vin吗?
greendot
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总工程师
  • 2018-8-9 10:57:11
 
是的,原理一样,下面讨论过了。
CCM 时,意味 D<0.5
DCM 时,意味 D< sqrt(2*fs*Lp/(n2*Ro))
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-12 12:30:20
 
哥,这个DCM的 D< sqrt(2*fs*Lp/(n*Ro))怎么算出来的啊?







yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-13 22:14:26
 
哥,能不能帮忙退一下 D< sqrt(2*fs*Lp/(n2*Ro))怎么来的啊

greendot
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总工程师
  • 2018-8-14 11:26:59
 
DCM的输出输入电压关系式,n*Vo*D2=Vin*D,D2是副边导通的占空比,现在需要Vr=n*Vo 小于 Vin,即是D要小于D2。
D2的推导:设Is=副边峰值电流,Vo,Io =输出电压电流,Ro=Vo/Io,Lp,Ls =原副边电感感量 ,Lp=n2*Ls

副边伏秒和电流关系 ,Vo*D2*T/Ls = Is  (T=1/fs)
输出电流, Is*D2/2 = Io
这样就可推出D2。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-14 21:59:33
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那老哥你的意思是不是说Ro不能太小,或者说负载不能太重,否则会导致进入CCM模式?
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-14 22:01:31
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其他的都是定值的情况,只有Ro可调,意味由Ro决定是否是DCM模式?
greendot
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总工程师
  • 2018-8-15 12:34:27
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是的。
YTDFWANGWEI
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  • 2018-7-23 08:39:05
 
任何一句话,都有一个前提,你要根据前提来理解,否则没有准确答案。
Coming.Lu
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  • 2018-7-24 09:43:36
 
同意。
记得多年前,有朋友和我说,看到书上说反激不能超过50%。
后来,又有另一个朋友和我说,看到书上说正激不能超过50%。
可现如今我发现,都可以超过50%。
所以说,前题条件很重要。
st.you
  • st.you
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LV8
副总工程师
  • 2018-7-24 15:18:59
 
你们这帮人越老越多废话,说来说去就是不把答案给出来 ,人家问的就是典型的电路这已经够前提了 112330zif4fp5tut7gz7g3.gif
greendot
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总工程师
  • 2018-7-24 15:33:16
 
硬要说没前提也可以,CCM 还是 DCM ?  (常理估计一般是问CCM的)
YTDFWANGWEI
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  • 2018-7-24 16:29:32
 
本来就是人越老话越多。
埃_维_针1
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LV8
副总工程师
  • 2018-7-24 21:28:12
 
对对对duiduidui,我发现很多教材,资料都写三绕组单端正激占空比不能超过50%,这在复位绕组等于初级绕组才成立的~复位绕组搞他个几匝,让mos电压飙起来,占空比上70 80%都没问题。 搜狗截图18年07月24日2126_1.png
Coming.Lu
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  • 2018-7-24 21:59:57
 
是的,所以前题很重要。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-25 21:38:23
 
正激拓扑是不是和典型双管反激拓扑的复位电压的概念类似呢?
yyy992812
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LV4
初级工程师
  • 2018-7-25 21:41:04
 
双管反激的占空比是可以达到50%以上的,但是那是在修改了典型拓扑的前提下。
典型双管反激拓扑在不加外电路的情况下是不能超过50%的。
fhw_bin
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助理工程师
  • 2018-7-24 16:17:03
 
初级反射电压不能超过输入电压。
YTDFWANGWEI
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  • 2018-7-24 16:28:45
 
这是前提还是结论?如果是结论,那是基于占空比不大于50%得到的,如果是前提,那前提不成立。
greendot
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总工程师
  • 2018-7-24 17:15:38
 
前提是拓扑能够工作,这必须要反射电压低于输入电压,说这个是前提也可以,为什么不成立?
greendot
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总工程师
  • 2018-7-25 18:27:16
 
道理很简单。两个二极管只在漏感尖峰时导通,把Vds钳在Vin,同时把漏感能量返回Vin ,过后两个二极管必须关断,不然初级有通道,初级的电流就会流返Vin,这样初级的能量如何可以转移到次级呢,所以,要使二极管反偏关断,那反射电压一定要低于Vin,其条件就是D要小于0.5 。(默认CCM工况)

最佳答案用伏秒平衡来解释,意思好像说置位的是Vin,复位也是Vin,姑且当它对,也得不到D<0.5的结论。(默认CCM工况)
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-25 21:36:42
 
输入电压Vin   复位电压Vr=Vin    伏秒平衡  Vin*D<Vr*(1-D),,是不是可以得出D<0.5呢?  不过,对于典型拓扑的双管反激的复位电压是不是和正激拓扑的复位电压相似呢?
greendot
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总工程师
  • 2018-7-25 22:07:26
 
Vin*D = Vr*(1-D) = Vin*(1-D) ,那 D 只能等于0.5 ,哪能小于0.5 呢 ?  
你24楼问我的,二极管不是为了钳位反射电压Vr的,是钳位漏感尖峰电压的,你最好弄清楚这拓扑的原理。
这里的复位和正激的复位是不同的。


yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-25 22:37:12
 
Vin*D < Vr*(1-D) ,不是Vin*D = Vr*(1-D) 。
Vin*D < Vr*(1-D) ,即D<1-D,那D要小于0.5.
准确来说应该是Vin*D 小于等于Vr*(1-D),即D小于等于0.5
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-26 10:28:49
 
1. 首先,Vin*D = Vr*(1-D),这个是磁通平衡公式,是对的。
2. 不存在Vin*D < Vr*(1-D)这个公式。
3. 需要满足Vr<=Vin,否则磁场存储的能量会返回输入端,导致输出电压/功率/效率达不到要求。
4. 因为需要同时满足Vin*D = Vr*(1-D),和Vr<=Vin, 所以得出结论D<=0.5.


greendot
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总工程师
  • 2018-7-26 12:44:01
 
LZ也应该明白了吧。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-7-27 23:13:53
 
明白了
greendot
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总工程师
  • 2018-7-30 12:58:53
 
如果刻意设计成 Vr>Vin ,机子有稳态否?
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-30 13:26:17
 
稳态就是Vr=Vin, Vout=Vin*Ns/Np. 此时,Vout达不到预期,输出纹波大,效率低,可能有噪音。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-30 13:43:13
 
啊,更多的问题是,电压控制环失效,初级DUTY跑最大模式,初级电流可能需要靠硬件电流取样电路限流,有可能有磁饱和的风险啊。
greendot
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总工程师
  • 2018-7-30 16:34:29
 
如果有限流,而变压器又未饱和呢?觉得还有其它问题。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-30 16:47:23
 
因为初级限流,所以DUTY是会平衡在某个值上。
greendot
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总工程师
  • 2018-7-30 17:42:32
 
不如您来个仿真?
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-31 16:36:36
 
最近比较闲,仿真了下,结果跟我们预想的差不多。请看如下图片:

Dual MOSFET flyback duty study sch.JPG
Dual MOSFET flyback duty study.JPG
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-1 22:00:18
 
老哥你是真的强
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-2 08:17:38
 
谢谢啊,
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-16 22:22:31
  • 倒数7
 
哥,如图所示,在这个阶段,励磁电流方向是什么啊?  为什么激磁电流会下降呢?   磁芯要复位,激磁电流不应该与原来的方向反向吗?
等效图.png
原理.png
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-17 13:06:48
  • 倒数4
 
这个阶段从两个MOSFET同时关断开始,初级漏感能量瞬间就通过2个续流二极管回到输入大电容,漏感能量基本没有热损耗掉。然后2个二极管也迅速截止。导通时间储存在变压器里面的能量绝大部分耦合到次级缓慢释放,次级绕组电流对应以三角波方式下降。基本上,双管反激电路都工作在不连续电流模式,所以次级绕组电流会掉到零,然后进入死区。磁芯磁复位,是指磁通要复位,对应绕组上就是导通时V*T与关断时V*T会大小相等,方向相反。跟电流方向没有对应关系。

yyy992812
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LV4
初级工程师
  • 2018-8-17 21:42:05
  • 倒数3
 
关断时,励磁电流不应该和开通时的励磁电流方向相反吗?  而且这个图画的励磁电流方向一直向下,而且还说励磁电流持续下降,可是怎么构成回路?
deep_thought
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副总工程师
最新回复
  • 2018-8-18 12:02:01
  • 倒数1
 
第一句话来自于哪里的说法?反激变压器其实相当于一个储能电感,电感的性质就决定了它的电流不会突变(只是因为有2个绕组,所以电感能量是从次级释放出去),不存在开通时与关断时,电流突然换向。电感电流从低到高线性增大时,就是励磁状态(储能)。反之,电感电流从高到低线性减小时,就是去磁状态(储能)。总之,电感电流不会突变!!!

deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-31 16:43:07
 
该电路额定输入是500V, 额定输出是12V 5A. 额定工作时DUTY是20%。
仿真中,分别显示了输入电压在500V,300V,200V,100V时的表现。
可以看到,输入电压在200V以上时,稳态输出可以稳定在12V,到100V时,输出稳不住了,此时DUTY由电流取样回路触发。初级续流二极管D1上有2A左右的峰值电流回流到BULK CAP。
greendot
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总工程师
  • 2018-7-31 17:37:14
 
厉害啊,这么快就仿真出来了。
100V 稳不住时,看看Duty是否稳定?
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-7-31 17:45:53
 
似乎出现了丢波,和大小波。我没加斜率补偿。。。

Dual MOSFET flyback duty study 2.JPG
greendot
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总工程师
  • 2018-7-31 17:56:31
 
对于34楼说会平衡在一个Duty上有怀疑,所以建议仿真一下。从变压器的磁复位情况来考虑,觉得是不稳定的,似乎不关斜率补偿的事。
deep_thought
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  • 2018-8-1 08:24:35
 
此电路50% DUTY临界值是128V。把最低输入电压改到120V, 可以发现在初始一段时间,DUTY超过了50%,稍微有点大小波。最后稳态,完全是大小波。感觉还是斜率补偿的问题。

Dual MOSFET flyback duty study 3.JPG
Dual MOSFET flyback duty study 5.JPG
deep_thought
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  • 2018-8-1 09:44:10
 
加了斜率补偿电路后,结果是如果是处于电压环控制,则可以稳定在>50% DUTY工作,只是电压掉出额定12V范围。如果触发电流环过流电路,那么DUTY会出现大小波,输出同样掉出额定12V范围,但是输出电压数值稳定,没有出现异常大纹波。相关波形如下:




Dual MOSFET flyback duty study 6 with slope comp and Vin_120V.JPG
Dual MOSFET flyback duty study 7 with slope comp and Vin_120V.JPG
greendot
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总工程师
  • 2018-8-1 15:32:15
 
这个问题可不可以反推一下。
假设限流Duty是0.7 而且是恒定的,留下的占空0.3给磁复位, (尽管有小部分能量跑到负载),这样初级电流会越来越大,显然这不会发生,所以Duty恒定这个假设不成立。
deep_thought
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LV8
副总工程师
  • 2018-8-1 16:18:26
 
在DUTY超过0.5时,往次级走的能量不能忽略,此时的磁通平衡公式表达为:Vin*D=Vin*(1-D)*2.  似乎有个临界的D是0.667. 超过0.667,磁通会出现累积而饱和。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-1 18:21:57
 
Vin*D=Vin*(1-D)*2 似乎不成立吧。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-2 08:10:51
 
这个等式是临界状态等式。
比如限流控制DUTY是0.7时,ON状态,初级磁通增加Vin*0.7*T;OFF状态初级磁通减少Vin*(1-0.7)*T, 次级磁通减少换算出来也是Vin*(1-0.7)*T.  增加的磁通大于减少的磁通,磁通不能保持平衡。
比如限流控制DUTY是0.6时,ON状态,初级磁通增加Vin*0.6*T;OFF状态初级磁通最大可能减少Vin*(1-0.6)*T, 次级磁通最大可能减少换算出来也是Vin*(1-0.6)*T.  增加的磁通小于最大可能减少的磁通,磁通能保持平衡。
以上分析,隐藏了匝数这个参数,默认为初级的匝数。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-2 13:42:27
 
这样算就有问题了,励磁电感Lm只有一个,不会同时有两个去磁的。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-2 13:47:34
 
确实,只能算一边去磁。
那么,理论上,超过50% DUTY就不能正常磁复位,而导致过流检测迅速动作。所以基本上,不会出现大于50%太多的DUTY。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-2 14:32:07
 
觉得Duty是不稳定地变动的,自我调节使电流不超过限制点。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-2 14:54:13
 
你说的不稳定是指多少到多少?
感觉就是50%加上一个过流动作延时时间。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-2 16:04:18
 
就有点像 Peak Current Control 没有 Ramp Compensation 时的样子。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-2 16:17:37
 
具体点说,你意思是否是大小波形式?
因为控制IC的过流检测时间与电路延迟时间一般设计在0.5US以内, 我不认为会出现明显的大小波。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-2 16:37:20
 
如您说51%不能正常复位,但不能说限流点就在这个点上,除非碰巧,使Duty=51%马上关闭,下一个周期还可以重覆下去,看似不会吧。
deep_thought
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LV8
副总工程师
  • 2018-8-2 17:02:33
 
我这样假设一下,看看你的意见:
工作频率65KHZ,周期是15.4US,50%开通时间是7.7US, 过流保护延时与动作时间是0.5US,那么估计到每个周期DUTY是8.2U/15.4US=53.2%。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-2 17:26:37
 
这个delay我明白,其实当是零也无所谓。Current Limit ILM 设在几多A?刚在D=50%时就 trigger 了 ? 下一个周期呢 ?

deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-3 08:15:30
 
你的猜测是对的。仿真结果显示,在超过50% DUTY,引起限流电路动作时,电路有毫秒级的稳定DUTY状态,然后滑入大小波状态。输入电压100V,过流点设定在1.1-1.6倍额定值时,现象相同。波形如下:




Dual flyback more than 50% duty study.JPG
greendot
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总工程师
  • 2018-8-3 11:03:00
 
有仿真就清楚了。
xkw1cn
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版主
  • 2018-8-7 23:31:37
 
电路改下,将一种一只二极管换成RCD吸收,就可以超50%了。
电路不可僵化,变通为王。
变通后的双反;可以适应更宽工作范围。
deep_thought
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副总工程师
  • 2018-8-8 09:32:39
 
也不是不可以,换成RCD之后,额外损耗就出来了,并且开关管的耐压就要更高了,是否值得以及是否必要。
另外,双管反激本来就适用于超高输入电压场合,在高电压输入时,因为电压高,所以有效电流小,这样即使设计到一个比较低的占空比(10%-20%),对效率也没大影响。基本上,需要用到50%以上的占空比的可能性很小。如果考虑关机与瞬态掉电的因素,因为有限流检测,也不会导致损坏。
greendot
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总工程师
  • 2018-8-8 13:20:21
 
变通的手段固然可以很多,如ZVS ,Energy Regenrative clamp,Active clamp 等,我们这里讨论的是 Plain Vanilla 的情形 。
deep_thought
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LV8
副总工程师
  • 2018-8-1 17:07:19
 
第1张图片仿真有点问题,输出掉出额定12V后,常规电压环一定不起作用的。只能靠控制IC的最大DUTY限制电路动作。仿真电路没模拟到实际的情况。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-12 12:31:49
 
是不是意味着D大于0.5,就会导致效率变低呢?因为有部分能量回到电源了,所以传递到副边的能量不够,从而导致效率变低?
greendot
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总工程师
  • 2018-8-12 13:21:14
 
效率不只低,连输出电压也达不到,看看59楼的仿真图,红线是Vout,本来应该是12V的,现在才9V。
yyy992812
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LV4
初级工程师
  • 2018-8-16 22:26:57
  • 倒数6
 
哥,帮我也看下这两个图片的内容。
磁芯要复位,激磁电流不应该反向吗?
而且这个图,激磁电流为什么会减小啊,都没有回路了
等效图.png
原理.png
greendot
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总工程师
  • 2018-8-17 12:49:47
  • 倒数5
 
复位是同一方向,数值一路减小。次级有回路啊。
yyy992812
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初级工程师
  • 2018-8-17 21:44:23
  • 倒数2
 
被BH回线误导了。。。其实一直在第一象限的话,方向好像没变,只是大小变了
Coming.Lu
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版主
  • 2018-8-13 08:02:32
 
如果因为输出电压低,电路开环了,那就是大部分能量从电源来又回到电源。
电是宝贵的,要把它送回原处。

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