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原创 第十期产品组

探讨一种利用漏感储能的正反激电路

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boy59
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  • 2018-11-7 17:17:30
如果楼主的作品对你的研发学习和知识储备有了很大的帮助,欢迎点击活动页面投上你宝贵的一票吧!

在硬开关电路中变压器的漏感会增加开关管的应力、降低电源的效率,一般都希望漏感越小越好(反激连续模式中适量的漏感有利于抑制反向恢复电流)。
在正激电源中续流电感和变压器是分离开的,反激电源中电感和变压器是合二为一的,因而小功率应用中反激电源在体积和成本上更有优势。
之前就有个想法看能否把漏感作为正激变压器的续流电感,同时解决上述应力、效率、体积及成本等问题,准备借这次机会理论分析+实践测试一下……

小编:下图作为活动页面展示用,楼主可以自行调换,谢谢。
094424pbvy4lhvil1vs700.jpg
世纪电源网-九天
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  • 2018-11-7 17:36:41
 
欢迎dalao发帖~~前排围观~
nc965
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  • 2018-11-7 22:47:08
 
之前很多研究,最后应用不多。
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  • 2018-11-8 07:42:40
 
应该是存在一些弊端,譬如现在就已发现的这种电路占空比不能超过50%漏感不能工作于CCM模式……
YTDFWANGWEI
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  • 2018-11-8 08:29:56
 
只要在某一个方面具有明显的优势,且不增加成本,那就有应用的市场。
boy59
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  • 2018-11-8 09:11:13
 
有道理,看后面能分析出什么样的结果。
靖哥哥
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  • 2018-11-8 12:28:18
 
支持楼主,围观学习...
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  • 2018-11-12 09:44:29
 
想要利用漏感就要为漏感电流设计一条通道,比如LLC电路、有源钳位电路、双管电路等,这里要探讨的是后一种硬开关双管电路。
常见的双管电路有双管正激、双管反激,这里的电路将由双管反激展开…
双管反激电路.jpg
                               图1-1-1 双管反激电路
双管反激和普通的反激电路原理是一样的,区别是双管反激为漏感提供了通道可以实现漏感能量回收。通常在设计反激电源时都忽略了漏感(Lr)的影响或假设漏感很小,因这里的应用要利用漏感储能所以就不能将漏感设计的很小,考虑大漏感的分析过程如下:

boy59
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  • 2018-11-12 10:53:13
 
1、        断续模式:
双管反激DCM.jpg
                                      图1-1-2 双管反激断续模式电流波形
Ton时间段,电感Lr、Lm电流同步增加斜率为Uin/(Lm+Lr);Toff时间段,励磁电流Ilm的斜率为-Uo/Lm,漏感电流Ilr的斜率为-(Uin-Uo)/Lr。
其中图中的阴影区域为回收电流由漏感造成不能传输到输出端,如果电路是采用的普通RCD吸收这部分能量都将被消耗掉,所以阴影区域越小越好(漏感越小越好)。
2、        连续模式:
双管反激CCM.jpg
                                   图1-1-3 双管反激连续模式电流波形
连续模式可以将波形分为4个区域,区域①漏感电流斜率(Uin+Uo)/Lr,区域②漏感和励磁电感的斜率Uin/(Lm+Lr),区域③漏感电流斜率-(Uin-Uo)/Lr,区域④励磁电流斜率-Uo/Lm。
连续模式时有个很关键的伏秒平衡方程:
伏秒平衡公式.jpg
如果忽略漏感Lr上述公式就变成了常见的伏秒平衡公式,注意上述公式中Don2≠Don而是指区域2的占空比。在连续模式占空比不变的条件下,随着负载的加重输出电压降低的问题,除了电路损耗外从上述公式也能体现出来。或者说如果不考虑效率的因素,只有知道了Uin,Uo,Don,Lm,Lr就可以推断出输出负载大小或者是输出功率大小(CCM模式),因为负载变Uo一定变而且他们的关系是唯一的。
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  • 2018-11-12 11:37:34
 
根据公式描绘出电流波形并同Saber的仿真结果做对比如下:
反激断续模式波形对比.jpg
                         图1-1-4 双管反激Saber仿真与Mathcad计算对比
上图的对比结果显示上述对电路原理的分析并无太大偏差。

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  • 2018-11-12 16:37:12
 
有了电流方程后可以很方便的进行后续分析,下图为等负载增益曲线
等负载增益曲线.jpg
                               图1-1-5 双管反激等负载增益曲线
图中的灰线Ro=R.BCM为临界增益曲线,由于没有对方程进行整理(整理后的方程估计为一元三次方程)而是直接用root工具求解,在自定义取值区间上有些麻烦造成部分曲线出现断线的情况。
设漏感的百分比为k,可以得到不同漏感下的直流增益曲线图:
漏感对增益曲线的影响.jpg
                                 图1-1-6 不同漏感下的增益曲线
当设漏感Lr=0时计算曲线与理论增益曲线重合。

greendot
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  • 2018-11-12 11:59:18
 
是不是应该说“阴影区域的高度越小越好” 。
ILm-ILr 的波形,Saber和MathCAD是否一样?
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  • 2018-11-12 12:38:33
 
差值电流及输出电流.jpg
两个电流的差值仿真和Mathcad计算的结果是一样的,“阴影区域高度越小越好”不是太理解,这个高度应该就是指峰值电流Ipk吧,应该是跟输出功率的关系更大一些……
greendot
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  • 2018-11-12 15:29:15
 
我想到别的地方去了。
boy59
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  • 2018-11-12 16:36:29
 
     
greendot
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  • 2018-11-12 17:09:55
 
其实说高度也是可以的,E=0.5*L*Ipk2.
boy59
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  • 2018-11-12 17:19:59
 
Ipk=Tk*Uin/Lr , E=0.5*Uin*Ipk*Tk=0.5*Lr*Ipk2 ,说高度也可以说宽度也可以,所以说面积比较统一。
qlsxkql
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LV8
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  • 2019-1-10 07:49:00
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这个很有用。
boy59
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  • 2018-11-12 16:49:21
 
只需把图1-1-1双管反激电路的变压器输出同名端调换一下就可以变成以漏感为续流电感的双管正激电路。
双管正激电路.jpg
                                     图2-1 利用漏感储能的双管正激电路
这种电路的输出侧不需要额外增加续流电感,漏感既为续流电感。初级侧的二极管作为续流二极管,通常应用初级侧都是承受高压小电流所以相对来说效率可能会提高一点。

何仙公
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  • 2018-11-13 00:00:07
 
我只想看结果,结果行了再分析过程!
boy59
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  • 2018-11-13 10:21:16
 
其实拓扑并不是新拓扑只是在应用上有所不同,能正常工作是不用怀疑的。只是性能、性价比这些要等分析后才好判断是否有优势。
何仙公
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  • 2018-11-13 10:26:02
 
我担心 漏感太小了,不足以续流
boy59
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  • 2018-11-13 10:52:36
 
这种正反激电路算是LLC电路的一种特殊应用,大漏感可以按LLC变压器的绕制方式来实现(磁集成)或者外置漏感。
boy59
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  • 2018-11-13 11:25:09
 
漏感续流双管正激电路电流波形如下:
双管正激电流波形.jpg
                                   图2-2 漏感续流双管正激电流波形
区域①漏感电流斜率(Uin-Uo)/Lr;区域②漏感电流斜率-(Uin+Uo)/Lr;区域③漏感、励磁电感斜率-Uin/(Lm+Lr);区域①、②励磁电感斜率Uo/Lm。
漏感作为续流电感缺点是不能工作在连续模式,因为如果漏感工作在CCM模式励磁电感就没有磁复位的时间,最终会导致变压器饱和。目前还没有想到有什么办法能解决这个问题,如果有那么这种电路将优于普通的正激电路。
其等负载增益曲线如下:
双管正激等负载增益曲线.jpg
                              图2-3 漏感续流双管正激等负载增益曲线
其中k=Lr/Lm表示漏感百分比(图中取k=20%)。
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  • 2018-11-13 11:48:48
 
从上述对两种电路的分析中可以发现反激电路是利用励磁电感 Lm传递能量,漏感Lr是不利因素;正激电路是利用漏感Lr传递能量,励磁电感Lm是不利因素。如果把两种电路结合起来能否变不利为有利因素?正反激电路就这样产生了。
双管正反激电路.jpg
                                   图3-1 双管正反激电路
如上图正反激电路的输出侧同时包含了正激绕组和反激绕组,如果换个角度这种电路同LLC电路非常的相似,特性也比较相似(除软开关特性外)。

boy59
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  • 2018-11-13 16:47:19
 
两种电路的仿真波形对比如下:
正反激与LLC对比.jpg
                            图3-2 LLC电路与漏感续流正反激电流波形对比
上图电流波形为相同负载、相同输出电压(既相同同输出功率)的条件下获得,由这个电流波形可知这种正反激电路无任何优势……
LLC电路变压器工作于一、三象限,漏感续流正反激电路工作于第一象限,相同输出功率下后者峰值电流为前者的两倍多(正弦波有效值高于三角波)。原本认为漏感续流正反激电路的励磁电感能量可以传递到次级,实际上励磁电流并没有传递过去而是以直流分量的形式存在于初级侧绕组中。

boy59
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  • 2018-11-13 17:10:26
 
如果将LLC电路的谐振电容用母线电容替代,使开关频率远高于谐振频率也算是一种正反激电路
母线电容LLC.jpg
                              图3-3 大谐振电容LLC电路波形
无输出滤波电感的推挽电路、全桥电路也可以实现临界模式正反激效果。

liaozhaocheng
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  • 2018-11-21 19:12:17
 
关注~!
Yongcai_Lai
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  • 2018-11-19 16:18:43
 
我还以为是什么呢,原来是一下双管反激
boy59
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  • 2018-11-20 08:43:20
 
双管反激、双管正激、双管正反激、推挽、LLC等电路分析到最后都感觉差不多,万变不离其宗……
星宇
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  • 2018-12-2 21:38:49
 
强烈要求上实物图!
nc965
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  • 2018-12-2 23:32:46
 
都没结论,何来实物?
星宇
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  • 2018-12-3 00:08:19
 
先理论分析,然后实物验证,中间过程如果有问题,再找原因!不然都是空谈!
boy59
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  • 2018-12-3 08:55:04
 
现在是理论还没有通过…… 遇到这么几个问题
1、预想漏感可以同输出次的续流电感一样工作于CCM模式,实际情况是变压器的励磁电感没办法复位。工作于DCM模式时还没同小功率的DCM模式反激做过比较。
2、预想漏感和励磁电感的能量都传递到次级形成正反激电路,实际情况时正激、反激只能二选一。如果正激的后面带续流电感(正统的正激)的倒是可以实现正反激都输出的功能。
3、目前的这种正反激只能工作于临界或断续模式(第一象限),不如加隔直电容后工作于一、三象限有优势。

greendot
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  • 2018-12-3 12:02:39
 
如果把漏感等效地画在次级,这些预想就可能容易看明白些。
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  • 2018-12-3 19:44:19
 
没考虑过次级漏感的应用,实际绕制变压器过程中如何控制次级漏感大小?
nc965
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  • 2018-12-3 20:04:28
 
原边副边不可以单独控制,只能单独控制几个副边之间的漏感
greendot
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  • 2018-12-4 11:40:58
 
漏感的大小,大致取决于两绕组间的距离,相对位置,线组厚度,绕线均匀度,线组覆盖磁芯长度....。
试试把24楼图里的初级漏感拿掉,正激副边串一大漏感,反激副边串小漏感,仿一仿。
boy59
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  • 2018-12-5 08:32:18
 
这两天在琢磨另一个问题,等理清了头绪再回头好好的分析一下这个次边漏感的应用。
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  • 2018-12-28 11:47:13
 
通过之前的分析发现利用变压器的初级侧漏感来实现正反激电路效果一般,或许可以利用次级侧漏感,初级侧漏感更适合在软开关的应用上。
初级侧的漏感也不是一无是处,图1-1-4可见大的漏感可以降低开关导通时的电流上升速度(di/dt)从而有益于CCM模式下输出二极管的反向恢复问题。不过大的漏感会降低电源效率,为解决这一矛盾提出一种兼容CCM和DCM优点的反激电路。
CCM&DCM电路.jpg
                                 图4-1 兼容 CCM&DCM反激电路
这种电路在以前发过一个仿真帖,经过进一步的分析发现这个电路是非常具有实用价值的,这次准备将其主要特性及设计过程推导出来。
先说说这个电路的优缺点,缺点:
需要两个变压器及两个输出二极管,这其实并不算缺点,假设要设计一个60W的反激电源,可将CCM变压器和二极管设计成55W,将DCM变压器和二极管设计成5W,总功率之和还是60W,理论上成本和体积是不变的。
优点:
同DCM模式一样MOS管零电流开通,输出二极管零电流关断无反向恢复问题;同CCM模式一样峰值电流小电源效率高,兼容二者的优点又近似于普通反激特性。
何仙公
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  • 2018-12-28 17:30:45
 
你想搞成2个变压器参数不一样?
boy59
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  • 2018-12-28 18:17:16
 
是的,两个参数不同的变压器。
星宇
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  • 2018-12-28 21:51:55
 
分两个变压器,原边串联,比较好做些,有源钳位正反激我已经试过了!
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  • 2018-12-29 10:53:33
 
相同的功率下,这种两个变压器串联的和单独一个变压器的做比较,体积和成本上会有多大差别?
boy59
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  • 2018-12-29 17:26:23
 
电路中的两个变压器参数各不相同所以在设计上也与单个变压器的设计略有不同,先采用近似法推导,后面可能会进行精确设计方法的推导(如果有必要)。
变压器的设计是灵活多变的,这里准备采用图解的形式穷其解而后根据需求和应用来选择恰当的参数,先假设工作与CCM模式下的变压器为主变压器1,工作于DCM模式下的变压器为辅助变压器2。
设计参数如下:
Vinmin=100V ,Vinmax=380V,Vout=12V
Pout=72W,fs=60kHz,Vd=0.7V。

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  • 2018-12-29 17:55:08
 
第一、 确立反射电压与匝比的关系
对于主变压器1反射电压与匝比的关系如下:
主变压器反射电压.jpg
                 图4-2 主变压器反射电压与匝比的关系
对于辅助变压器2 反射电压与匝比的关系如下:
辅助变压器反射电压.jpg
                  图4-3 辅助变压器反射电压与匝比的关系
这里将X轴的坐标换成了两个变压器匝比之比,以主匝比为参考。
因为两个变压器初级是串联的所以反射电压为二者之和:
总反射电压.jpg
                       图4-4 总的反射电压与匝比的关系
图4-4为四条等主匝比(N1=7~4),反射电压与辅助匝比的关系图,如果选用600V开关管并假设漏感吸收及余量预留100V,反射电压应小于600V-100V-Vinmax=120V。图中120V线以下可选的曲线很多,这时需要另一个约束条件——最大占空比选择。

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  • 2018-12-29 20:24:48
 
第二、 最大占空比与匝比的关系
最大占空比是以工作在CCM模式的主变压器为参考计算的,实际上工作于DCM模式的辅助变压器会对计算带来一些影响,采用近似计算时忽略了这些影响。
占空比与咋比关系.jpg
                              4-3 占空比与匝比的关系
从上图这些曲线中可以选取出最大占空比的范围。像这种全电压范围的占空比大于0.5是比较合适的,但很多资料为了避免采用斜坡补偿都按0.45占空比来设计,这里也暂时先按0.45占空比来设计。
斜坡补偿设计参考:http://bbs.21dianyuan.com/thread-305901-1-1.html
取主匝比N1=5.5,辅助匝比N2=0.935,再回头算反射电压Vor=81.7V
占空比反射电压与咋比.jpg
                               4-4 占空比、反射电压与匝比
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  • 2018-12-30 11:25:36
 
第三、 电感量设计
主变压器功率与电感量的临界模式曲线如下:
主变压器电感选取.jpg
                          4-5 主变压器电感临界曲线
上图中临界曲线以下为CCM模式,这里取感量Lp1=400uH,假设72W功率全由主变压器处理其对应的高压电流纹波系数r=2.026低压电流纹波系数r=0.906
辅助变压器的电感量设计要满足其始终工作在BCMDCM模式下,按BCM设计的公式及结果如下:
辅助变压器电感.jpg
                          4-6 辅助变压器电感临界曲线
综合上面三个步骤得到两个变压器参数如下:
N1=5.5           Lp1=400uH
N2=0.935        Lp2=41.6uH
Don=0.45        Vor=81.724V
按上述参数用Saber软件进行仿真验证结果如下:
电参数设计验证.jpg
                                  4-7 电参数设计验证
Vds=Vinmin+Vor=100+81.724=181.7182,副变压器电感工作在BCM模式与设计比较接近。
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  • 2018-12-30 12:15:20
 
下面用仿真显示这个辅助变压器对初级零电流开、次级零电流关的效果:
零电流开关.jpg
                                        4-8 零电流开关
仿真中辅助变压器采用的电感量为30uH小于临界电感,由于这个电感工作于DCM模式所以MOS管开启时电流是从零逐渐增加的(主变压器电感CCM模式),相应的输出二极管电流逐渐降低至零,这个辅助变压器的电感量决定了电流恢复时间,其感量设计成大于二极管的反向恢复时间即可。
普通反激变压器的漏感相对比较小假设为2%8uH,仿真结果如下:
正常反激模式.jpg
                                        4-9 正常小漏感反激波形
上图显示普通反激漏感小电流关断时间短输出二极管反向恢复问题严重,如果加大漏感又会降低效率,所以这种初级DCM&CCM变压器串联的应用能很好的解决这一问题。

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  • 2018-12-30 19:50:24
 
将电路中二极管换成反向恢复时间大约200nS的二极管,分别仿真普通的反激和这种初级DCM&CCM串联反激的实际效果:
存在反向恢复问题的普通反激1.jpg
                      4-10-1 普通反激存在反向恢复问题引发电流尖峰
普通反激由于输出二极管存在反向恢复问题不能立即关断,导致初级MOS管在开通时会产生一个尖峰电流(变压器或其它寄生电容也会有这样的尖峰)。这个尖峰电流会增加MOS管的损耗引起效率下降,另外次级导线不可避免的会存在寄生电感,这个寄生电感和尖峰电流的共同作用下会在次级二极管上产生高压,所以CCM模式还要在二极管上加RC吸收电路。
当采用这种DCM&CCM串联模式时所有的问题都可以解决了。
串联解决反向恢复1.jpg
                       4-10-2 DCM&CCM无反向恢复问题
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  • 2018-12-31 11:32:43
 
通过调整参数发现增大辅助变压器的比重后效果会更好,参数如下:
N1=3.217           Lp1=300uH
N2=3.217           Lp2=142.8uH
Don=0.45           Vor=81.724V
低压匝比1比1.jpg
                         4-11-1 100V输入主、辅变压器同匝比
由于提高了辅助变压器的感量使电流的上升、下降坡度更缓了,对输出二极管的反向恢复时间要求更低了。输出二极管的峰值电流降低了,不过辅助二极管要分摊更多的电流了。
高压匝比1比1.jpg
                         4-11-2 380V输入,主、辅变压器同匝比
上图输入电压切换到380V高压后的波形。
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  • 2019-1-8 16:19:01
 
换个姿势分析这种正反激电路发现其是可以实现正激+反激交替工作的。
正反激输出.jpg
                                       图5-1 正反激交替输出
单从输入侧看像单纯的正激驱动,如果从输出侧看正、反激绕组都有电流流过实为正、反激交替输出。

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  • 2019-1-8 16:52:41
 
这种电路可以采用调频和调占空比两种控制方式,直流增益特性分别如下:
两种控制模式.jpg
                           图5-2 两种控制模式下的直流增益特性

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  • 2019-1-8 17:14:00
 
这种正反激交替工作的输出端如同倍频效果,特性介于反激和CCM正激之间,不过按目前的参数电路存在一个缺点。
吸收电流.jpg
                                     图5-3 吸收电流波形
正常情况下CCM的反激输出是个梯形波,而图5-1中反激绕组输出的只是三角波,结合图5-3可见梯形波中的一部分电流通过初级侧二极管返回到了母线电容中,理论上这是无损吸收实际上会有导通损耗。
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  • 2019-1-9 15:45:33
 
开关电源的控制模式一般分为调频和调占空比(或二者兼调),调频模式可以维持电路的工作状态,比如从轻载到满载始终维持CCM或BCM,缺点是轻载时开关频率会过高导致开关损耗增大;调占空比模式特性相反从轻载到满载工作模式会经历从DCM、BCM到CCM的变化无法维持在某一特定模式。这种双管驱动电路如果调整一下控制模式可以做到兼容调频和调占空比两种模式的优点。

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  • 2019-1-9 16:12:23
 
正常的双管反激CCM模式下的波形如下:
正常模式的双管反激波形.jpg
                                   图6-1 正常模式下的双管反激波形
如果延长其中一个MOS管的导通时间就会产生新的控制模式(跟移向全桥有些相似)
兼容模式双管反激波形.jpg
                                   图6-2 兼容调频、调占空比的控制模式
上图是延长了下管的导通时间,下面就准备对其工作原理及特性进行分析。
boy59
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  • 2019-1-9 16:47:55
 
步奏1,上下两个开关同时导通时电流如下:
双管反激电路 - 1.jpg
                    图6-3-1 步奏1电感储能
步奏2,上管关断下管继续导通时电流如下:
双管反激电路 - 2.jpg
                    图6-3-2 步奏2电感能量维持
步奏3,上管下管都关断时电流如下:
双管反激电路 - 3.jpg
                   图6-3-3 步奏3电感能量释放

与通常的双管反激相比,这种控制方式多出了个步奏2——电感能量维持,如果控制好步奏2的维持时间并将上图的二极管都换成MOS管那就是移向全桥的软开关控制思路了。

greendot
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  • 2019-1-9 17:20:39
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步驟。移相。
何仙公
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  • 2019-1-9 17:26:58
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你这是要上单片机做电源啊
boy59
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  • 2019-1-9 19:34:44
  • 倒数7
 
实际电路估计要用单片机了,仿真还是打算用纯硬件电路来实现。
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简练!
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  • 倒数5
 
多出的这个步奏2相当于从恒定开关周期中扣除一段时间,从而实现变周期或变频的效果,最终产生一种“定周期变频控制”的控制方式。
因为上管驱动和下管驱动相对独立所以在控制上会有很大的自由度,好比计算一个长方形面积,相同的面积下长和宽会有任意多种组合(S=a*b)。列举相同输出功率下不同组合的几个波形:
不同占空比组合.jpg
                          图6-4 同功率下不同占空比组合波形
图6-4中的波形依然遵循伏秒平衡,其中PWM_U信号的最大占空比为Don_u=0.3333(Vin=100V,Vor=50V),理论上无下限,真实有用的关断占空比doff为Doff减去步奏2的电感能量维持占空比(其中Doff=1-Don_u),从而推出下管PWM_D的占空比为Don_d=1-Don_u*Vin/Vor。

boy59
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  • 2019-1-10 14:18:47
  • 倒数4
 
由于两个占空比的自由度太高所以设置了一个等峰值的控制模式,仿真结果如下:
同峰值不同功率波形.jpg
                       图6-5 等峰值不同功率波形对比
等峰值控制模式有两个优点,
一、      不同负载下电路始终工作于“CCM”模式满足伏秒平衡原理,只需控制占空比就能得到期望的电压值(可开环控制,忽略损耗理想情况下),输出电压不受负载的影响。
二、      由于峰值电流相近,从轻载到满载或从满载到轻载跳变时电感电流无需突变可以实现定周期下的单周期动态响应(现有的单周期控制实为变周期,拉长的单周期)。
步奏2的电感储能阶段实际上是有损耗的,轻载时可降低峰值电流维持电路在浅CCM模式下即可。

nc965
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  • 倒数3
 
这个应该可以提高效率,但PFC怎么弄?
boy59
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  • 2019-4-14 12:53:49
  • 倒数2
 
这个问题还没考虑过,由于自由度很高应该是可行的而且控制方式可能不止一种,或许“单级PFC”也有可能实现。
nc965
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此外磁集成有没有机会?
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