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反激开关电源中最大占空比和反激电压的选择问题

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  • 2019-3-5 16:38:11
10问答币
最近在学习开关电源,有一些疑问希望有大神来给小弟解答一下。先交代一下情况,300-460VAC输入,24V,24V,12V,5V四路输出,100KHZ频率,48W输出功率。
1.MOSFET我选择的1000V,2.2A(耐压,漏极电流)规格,不知是否可行?
2.当我按1000V耐压来计算时,取20%裕量,那么反激电压是150V,那么此时的最大占空比算出来只有0.19,效率极低;
但如果我先取0.45的理想占空比进行反向计算的话,反激电压将达到惊人的530V,此时的匝数比将极大,漏感也大,吸收电路消耗功率也大,mosfet耐压也需要提升到1500V左右。请问此时最好的选择是怎样的,折中选择的话是否有较好的方案。
望各位大佬指点!

bapjhkl1211
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  • 2019-3-5 16:45:30
 
好贴,mark~
nc965
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  • 2019-3-5 16:50:11
 
此贴1楼有个计算表格,你纠结的所有问题都有明确算法,自己慢慢算
反激变压器设计要领


此外PFC有没有考虑?输入用什么电容?100KHz疑似不妥,一般越是高压越要低频。
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  • 2019-3-5 21:39:06
 
非常感谢!!受教了!另外我的只是普通的反激开关电源,并没有带PFC。最后想问一下多个副边时这个表格该如何使用,亦或是这个表格只针对单路输出
nc965
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  • 2019-3-5 21:40:55
 
多个副边按电压分配匝数(24V,24V,12V,5V+二极管1V=25V,25V,13V,6V=17:17:9:4),按功率分配窗口,每个绕组整层约束即可。
举例:你现在是48W1.22mm窗口(或者H/2=1.5mm),把这1.22mm按功率分配给4个绕组,每个绕组再按整层绕制。
比如:5V占24W,分的窗口就是0.61mm,你要在0.61厚度上绕4匝,还要绕满整层,就只能(可在N3逐个试算):
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  • 2019-3-6 09:22:07
 
也就是说第一项的最大输出电压我应该填25+25+13+6=69V,额定输出电流则是48W/69V=0.696A,然后得到的结果再按电压和功率分配,是这样吗?另外表格里的最高Vcc灌电压和线包厚度修正是什么,应该如何填写?
由于没有接触过实际的变压器,对您说的窗口没有一些实际的概念,但我理解的应该是等价于骨架的槽深,但是您回复说的是H/2,不太能理解,希望您能解答一下。非常感谢!


nc965
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  • 2019-3-6 09:32:41
 
24+1V:24+1V:12+1V:5+1V=17匝:17匝:9匝:4匝。每组功率多少你自己才知道。比如5V1A就是5W。
表格第1项4楼有例,你可以用现有输出电压的任意一个,功率合并,计算结果相同。比如例子中用的12V48W得到9匝,你用5V48W就会得到4匝。你用24V48W就会得到17匝。接果都是17匝:17匝:9匝:4匝。
VCC最高灌电压查芯片手册,这个绕组叫辅助绕组,基本上每个反激都有的。这里只是临时用它计算一下其他副边绕组的匝数N3和密绕排线宽度d3。这种方法同样也会得到17匝:17匝:9匝:4匝
线包厚度是按原边副边线径层数计算的,它没有包含其它绕组和排线引起的厚度变化,有变化时你需要修正,只是方便你算窗口,不影响其它结算结果。但所有绕组绕完后要能装进磁芯,不胖不瘦最佳,这叫窗口约束。
骨架槽深如你理解 H=3mm,H/2=1.5mm,原边副边各占半个窗口的意思,你现在只需关注副边,多个绕组总厚度也是H/2控制。比如比如5V1A就是5W,它的厚度就应该是1.5mm*5W/48W=0.156mm。
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  • 2019-3-6 10:12:58
 
明白了。谢谢指导!
joezzhang
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  • 2019-3-5 21:56:22
 
20kHz用1200V的IGBT多好。

100kHz/1000V左右的共模噪声不好搞。
nc965
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  • 2019-3-5 22:15:56
 
也是很好的选择
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  • 2019-3-22 11:40:12
 
李工麻烦您也帮我再看一个表
这个反激开关电源是20~28VDC输入,输出有四个,分别是22.5V/0.08A ,22.5V/0.08A ,22.5V/0.08A ,22.5V/0.2A
辅助绕组15V/0.01A,开关频率100KHz,输出功率为10W,mos选的耐压100V

设计表格如下,为了使其最大占空比低于0.5,使得最低频率和磁功率系数的值不正常,他们之间改如何取舍呢?希望李工指导
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nc965
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  • 2019-3-22 12:07:57
 
反激后再反激?完全没有必要,用之前的一个变压器即可,增加(改用)如下绕组即可:
4个绕组6股绞合线线,按1+1+1+3股分配给各绕组即可。但仍然需追究其负载是啥?有没有安规问题?
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  • 2019-3-22 14:41:43
 
这边需要做成反激再反激的类型,那这个该如何设计呢,我的那个表改怎么改(三个22.5V/0.08A的输出是给三个光电耦合器供电,22.5V/0.2A是反馈)
nc965
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  • 2019-3-22 15:41:47
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  • 2019-3-22 16:26:48
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刚开始学变压器,不太能理解这个绕线是什么意思,能麻烦李工讲解一下吗
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nc965
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  • 2019-3-22 16:29:53
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就是12股绞合线绕制13匝2层并,这个不能适应批量生产,自己做可以,最小漏感的绕组结构,0.2%只有吧
当然你也可以把原边副边分开两层,漏感就大多了,也不是三明治。要做三明治需要把原边用0.425的线双线并绕窗口才能装下。
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  • 2019-3-22 16:48:41
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好的,非常感谢!
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  • 2019-3-26 09:12:52
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这样的话,辅助绕组是绕在最外层吗?还是在他们两层之间
nc965
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  • 2019-3-26 09:52:01
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两可
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  • 2019-3-5 17:27:49
 
变压器大约这个样子,电解不宜低于15uF(两只33uF串):

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  • 2019-3-18 17:39:34
 
请问一下,你的这个表格里的副边匝数跟输出电压并没有什么关系,而且你的副边线径取的是多个副边的总线径,那么不管我怎么改最高输出电压和额定输出电流都无法改变这个副边匝数,从而根本得不到你说的那个匝数比
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  • 2019-3-18 18:28:54
 
反激变压器其实不是变压器,你按变压器、按变比去理解当然不对。
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  • 2019-3-18 18:40:34
 
那这个表格得出的副边匝数到底是什么呢,到底是哪个输出的匝数呢
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  • 2019-3-18 19:40:40
 
N1原边匝数,N2副边匝数,你可以通过改变副边线径d2的办法来改变副边匝数,这里面包含了反激变压器设计另一个重要概念:整层约束。
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  • 2019-3-19 16:51:56
 
重新理解了一下,但是又发现一个问题,我算得其中一个输出的匝数是5匝,分得的窗口只有0.137,此时为了满足整层约束应该如何绕制?愚昧的问一句可以22线并绕吗= =
nc965
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  • 2019-3-19 17:14:09
 
0.15的线多股并绕5匝
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  • 2019-3-19 17:35:02
 
李工麻烦您帮我看一下。表格是我根据您的建议填写的,其中由于一些外部原因,我把磁芯材料换成了EE28/21,最终得到了这个表格。
我的输出一共有4个,分别是24V/0.5A , 24V/0.9A , 12V/0.3A , 5V/2A,其中12V和5V是叠加绕线,示意图也发出来了。
因此根据电压,副边的匝数分别为17:17:5:4 (表格中我按12V算得的副边匝数是9匝,由于12V和5V叠加绕线,因此取的上半部和下半部绕线分别为5匝和4匝)
按功率分配窗口最终得到结果0.458 : 0.824 : 0.137 :0.381
然后我学习了一下您的变压器设计要领那个帖子,选择了如下的绕线方案:“建议原边用三层绝缘线解决安规要求,一定要密密地绕满。付边建议用多股线,集肤和线规都好办了,也是要绕满,排列紧密才能奏效”
最终得到
1.原边---108T,0.1的三层绝缘线,两层
2.24V/0.5A---17T,9股0.1的漆包线组成外径0.458,双线并绕,一层
3.24V/0.9A---17T,12股0.16的漆包线组成外径0.824,一层
4.12V/0.3A---5T,它的窗口只有0.137,需要满足槽宽17.9的整层约束,这里就不太会了
麻烦李工指导!
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nc965
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  • 2019-3-19 19:57:27
 
功率统计:
10.png
主要功率集中在24V,你最好以24V为主设计变压器(和环路)
4路输出干什么用?除了4路输出,还有没有辅助绕组?
你这个多半是为某个电源模块做的辅助电源,如果4路输出都在模块的原边使用,就没有安规问题(也没有EMC问题),如果有一路是为副边供电,仅这一路才有安规问题。有安规问题才必须用三层绝缘线,三层绝缘线最小线径0.2mm,没有0.1的。
但是你这个是高压,不要用普通漆包线,要用高强漆包线绕制,比如2组24V之间可能是650V,之间有马拉带,还要有真空浸漆工艺。

10.png
磁芯富余的意思是你可以进一步增加匝数、降低频率到20KHz附近,然后采用7楼兄弟的建议用1200V的IGBT来做,进一步提高性价比。
如果你确信没有EMC问题,原边3层可以按五明治绕制,漏感就更小了。就是:
原边第1层
0.315/2线并绕27匝=25V0.5A(细线靠内----0.315能绕下就不要用0.3)
0.6/27匝=25V0.9A(两25V绕组紧耦合)

原边第2层
0.5/5股并绕6匝=5.5V/2A(主要功率紧耦合)
0.315/4线并绕13匝=13V0.3A(次要功率----这是一个EMC结构----两边绕组做屏蔽)
0.12均绕17匝(辅助绕组)

原边第3层
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  • 2019-3-20 09:01:15
 
有辅助绕组的,不好意思,忘了交代数据,辅助绕组12V/0.01A,辅助绕组的匝数需要改变吗?
四路输出中除了24V/0.9A是为第二个开关电源供电以外,其他三路都是为其他模块供电
所以绕线时除了24V/0.9A用三层绝缘线以外,其他的都是用多股的高强漆包?另外为什么最低频率需要这么低,它对应的最不利工作点,不是应该越接近100KHz的工作频率越好吗?也不太理解高压低频有利,希望李工指导
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  • 2019-3-20 09:41:13
 
1、辅助绕组的电压由芯片确定,自己调整
2、安规问题是指人身安全,有没有人体接触的可能性为判据(典型就是手机充电器),根据你的系统连接自己判断。你的第二个、其他都是模糊概念(有没有可能其他到别人被窝里去?),别人不知所云。
3、开关损耗与频率成正比,与电压成正比,鬼子市电100VAC对应130KHz,中国市电220VAC对应频率约60KHz为宜,你比市电高约一倍,频率30KHz左右为宜,而基于锂电池的低压变换可以做到几百KHz,这是上限,是性价比在决定。意思你只讲性不讲价,愿意多花钱用大号磁芯,那就还可以降低频率来提高性能(效率)。
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  • 2019-3-20 10:08:11
 
我的整个PCB板里有两个开关电源,第一个开关电源的输入为300-460VAC,输出为24V/0.5A , 24V/0.9A , 12V/0.3A , 5V/2A
而其中24V/0.9A的输出又作为第二个开关电源的输入
第二个开关电源的四路输出分别是22.5V/0.08A ,22.5V/0.08A ,22.5V/0.08A ,22.5V/0.2A
辅助绕组15V/0.01A
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  • 2019-3-20 10:11:59
 
总之你要考察:你的其他、第二个,它还没有自己的其他、第二个,除了你的整个PCB板,还有没有别人的PCB板,这样一直延伸到别人被窝里去的可能。如果有这种可能,其间一定要有一个安规(绝缘)间距。
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  • 2019-3-20 10:21:30
 
简单点说就是,24V/0.9A的输出同时也是另一个开关电源的输入
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  • 2019-3-20 10:29:02
 
你还不明白?另一个开关电源是啥?它有没有可能连接到人体可能接触的地方?它有没有安规间距、它的外壳是否绝缘?它后面还有没有一个电源?或者一个装备?一段通讯线?探头?传感器?
在所有这些可能很复杂的环节中,你的安规间距放在哪?
简单点说就是:另一个开关电源如果有安规间距,或者它自己虽然没有但它的负载有安规间距(或者完全绝缘),那么你正在设计的这个电源(的这组输出)可以不用考虑安规间距。
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  • 2019-3-20 10:59:34
 
好的,明白了,感谢耐心解答!
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  • 2019-3-20 11:02:38
 
其中24V/0.9A的输出又作为第二个开关电源的输入。第二个开关电源的四路输出分别是22.5V/0.08A ,22.5V/0.08A ,22.5V/0.08A ,22.5V/0.2A
能量不平衡哈,差距太多,可能失控。
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  • 2019-3-20 11:17:43
 
怎么判断的能量不平衡呢,论功率的话应该是足够的啊
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  • 2019-3-20 11:59:21
 
输入24V0.9A,输出22.5V0.44A,能量焉能平衡?除非发热10W
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  • 2019-3-20 14:55:17
 
1.如果用24V/0.5A作为输入呢,是否会更加合理
2.请问一下,多股并绕和多线并绕是同一个意思吗?如果不是,那么多股并绕是怎样的呢?希望李工解惑
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  • 2019-3-20 15:35:20
 
1、主要功率究竟在哪一路?总功率究竟多大?有没有哪一路可能空载?你不能按(轻载空载)一路输出来做环路反馈控制你的电源。
2、多股并绕和多线并绕是同一个意思。
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  • 2019-3-20 10:18:21
 
另外还想请教一下叠加绕组的问题,我这里面12V和5V是叠加绕组(如图),那绕线时是①先绕5V(9pin起点,8pin终点),然后再绕12V(1pin起点,8pin终点)   ②先绕5V(9pin起点,8pin终点),然后再绕7V(1pin起点,9pin终点)
应该是采用哪种方案呢
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nc965
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  • 2019-3-20 10:23:51
 
在引脚上做你的叠加,与绕组结构无关。先绕完,最后焊的时候再去清理关系也不迟。
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  • 2019-3-22 11:29:26
 
由于之前选的骨架无货,所以重新选择了新的骨架以及其配套的磁芯,但是厂家提供的磁芯Ae值较小,使得我算得的磁功率系数较大这个表格应该如何改进?
按照当前表格的绕线情况是:
原边第1层
0.315/2线并绕15匝=25V0.5A(细线靠内----0.315能绕下就不要用0.3)
0.6/15匝=25V0.9A(两25V绕组紧耦合)

原边第2层
0.5/6线并绕3匝=5.5V/2A(主要功率紧耦合)
0.315/4线并绕7匝=13V0.3A(次要功率----这是一个EMC结构----两边绕组做屏蔽)
0.12均绕17匝(辅助绕组)

原边第3层

22222.png
nc965
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  • 2019-3-22 12:01:22
 
频率太高,磁芯太小,这个功率跑不出来。解决办法:重新统计功率(53楼那里可以减少10W),出36W左右吧。
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  • 2019-3-25 15:00:49
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请问这个两个两边绕组做屏蔽是什么意思?是指在这个13匝的内外都加铜箔屏蔽吗?还是指在原边第二层和第三层之前加铜箔
nc965
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  • 2019-3-25 15:19:11
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在你没搞懂EMC屏蔽需求时,暂时可以不追究这个。
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  • 2019-3-26 08:41:44
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好的,我再学习学习
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  • 2019-3-6 21:34:30
 
好书,真深奥
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  • 2019-3-7 09:16:16
 
劝你千万不要去迷信什么计算表格,计算表格自是停留在理论的基础之上,但实际的差距是太大了。
要想学习开关电源,一定要自己去弄懂变压器计算原理,不断去试验、改进;找到设计的关键点才行……
开关电源的设计与IC的选型、变压器参数、变压器工艺、PCB布线工艺等……密切相关
再说,输入电压确实达到了460V,输入电解一定不要用串联的方式,选用耐压500V的电容;还有,理论上计算出来的反射电压也是不准确的,你只要按照最低输入电压的条件下,把D设计到最大,这个变压器的匝比一定会不错的;关键是你的电压值要取的准,还有电感要计算的准确
电子古董
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  • 2019-3-7 09:22:50
 
我在给你们一些更好的计算表,OB的,我见过最准确的计算表格;但是,还没有我自己算的更准确……
计算表格只能是参考,有些表格计算峰值电流都不准确,就更不要说是电感量了;
对于高PF的IC来说,先要确定匝比确定反射电压;对于低PF的IC来说,先要确定占空比来确定反射电压;每种类型的IC计算方法是有很大差距的

LED Lighting PSR计算表格OB3390T OB2532A3394 3396 v1.0.xls

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OB365X Flyback PFC.xls.xls

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PFC变压器计算表格.xls(OB3330&SN03A&OB3632@3392K).xls

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CRM65XX-66XX-设计工具.xls

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LED_Lighting_PSR(OB2532A)计算表格_v1.0.xls

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nc965
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  • 2019-3-7 09:25:20
 
人家电压460V是AC,没搞懂状况请不要乱提建议
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  • 2019-3-7 09:30:08
 
那是看错了
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  • 2019-3-7 09:33:18
 
如果是AC460V输入,建议楼主做两级才稳定,先BUCK将电压降到350V左右,再用flyback……那么,变压器就很容易设计了,成本也增加不了多少,元器件也很容易采购……
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  • 2019-3-7 10:15:50
 
谢谢你的建议,确实采用了两个33uF/450V的电解电容串联。另外暂时没有考虑加BUCK,如何这样的设计效果不好的话会尝试一下你的方案,感谢分享!
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  • 2019-3-7 10:19:07
 
你这个输入电压太高了,不采用两级方案,恐怕可靠性方面不理想哦
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  • 2019-3-7 10:25:13
 
先试试吧,不行的话再改善呗,是个学习的过程嘛。另外想问一下,工业或军工所用的380V开关电源都是采用的两级方案吗?
nc965
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  • 2019-3-7 10:38:34
 
你这个一级即可,用两级仍然有一级处于高压,可靠性不会有啥改善。从可靠性角度给你提点建议如下:
1、安规间距按8mm放,包括端子、板-壳和原-副边
2、高压电气间距至少3.5mm
3、钳位二极管2只ES1J串
4、1KVTO-220MOS焊盘间开槽,槽内插入绝缘片再点绝缘胶(覆盖到引脚根部)
5、100V肖特基无反压尖峰设计参考:消除副边二极管反压尖峰
切记
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  • 2019-3-7 11:20:22
 
1,2两点之前确实没有了解过,我会再好好学习下
3.箝位二极管我用的是FR257,2.5A,1000V
4.1KV的mos的我选的型号是TO-252-3的表贴件,也需要开槽吗
5.副边吸收回路用的是ES1D
另外感谢你的建议!




nc965
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  • 2019-3-7 11:43:40
 
3.箝位二极管电流非常小,主要是高压下反向恢复问题非常突出,要用超快的器件,此外这里是1KV,两只ES1J串还可拉开间距。
4.TO-252封装间距没有问题,但散热不好解决,你这个功率一定需要散热工装的,看你怎么想办法解决。
5.副边的情况按100V肖特基无尖峰设计(取消所有吸收)有利,可以放宽到150V,但也有散热问题,ES1D巨热不宜。

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  • 2019-3-7 14:49:20
 
请问一下RCD箝位电路电阻的耐压需要考虑吗?需要达到多少啊?阻值呢?
nc965
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  • 2019-3-7 15:04:00
 
按4楼设计指标,RC耐压先按400V考虑,阻值按功率为漏感百分百比一半先放,1206要2只串。
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  • 2019-3-7 16:51:20
 
请问4楼设计指标中最低输入电压327和361和如何得出的?
nc965
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  • 2019-3-7 16:54:51
 
旁边有个灰色计算框产生的参数,算法原帖有说,它决定了最低输入电压值,是变压器设计最重要的参数之一。和占空比,频率,原边感量一样,不要靠估计去设计。
cyx7610
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  • 2019-3-10 22:32:22
 
计算表格自是停留在理论的基础之上,但实际的差距是太大了。要想学习开关电源,一定要自己去弄懂变压器计算原理,不断去试验、改进;找到设计的关键点才行……开关电源的设计与IC的选型、变压器参数、变压器工艺、PCB布线工艺等……密切相关,很有道理,主要还靠实际测试,总结。
电子古董
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  • 2019-3-7 12:00:21
 
如果你采用两级方案,就很容易实现的;并且可以获得高PF低THD性能,并且原材料容易采购,可靠性高。
现在MOS高于耐压700V都属于非常规器件,价格偏高,并且输出二极管不需要级联,输入电解不需要串联。刚关键的是,安规和EMC要容易处理得多啦……
ZHANGRUHU
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  • 2019-3-8 18:14:07
 
四组输出,变压器漏感很难做小,1000V 耐压应该不够,2.2A也小了;输入直流电压价格,MOSFET开关损耗会比较大,建议采用QR控制器
hezaofen2008
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  • 2019-3-10 17:41:07
 
MOSFET开关损耗会比较大,建议采用QR控制器
cyx7610
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  • 2019-3-10 22:34:41
 
准谐振在反激应用很成熟,对提高效率很有帮助。
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初级工程师
  • 2019-3-11 15:42:42
 
嗯好的,我会去学习下准谐振的,只是现在谐振开关电源还没弄明白呢
头大大头真大
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  • 2019-6-23 20:39:58
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