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 |  | | | | 饱和是会耗能的 即使是局部，不能仅仅从感量上分析。
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| | | | | | | 关于饱和损耗没找到相关资料，不过在开关电源中看到过不少有关饱和电感应用的（软开关），据说效率还不错。
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| |  | | | | | | | 饱和电感之前发了一个专贴（其损耗用saber就可以仿出来），与变压器不是一个概念，你看看在谐振电感这个方面有没有应用前景，变压器上估计不行。
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| | | | |  | | | | | | | | 是这个贴，其实并没有完成，确实如你所说对无源软开关有神奇功效，有兴趣可以继续。
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| | | | | 先搭建一个非线性电感模型，见下图： 图1-3 非线性反激变压器（电感）模型 图中变压器电感分别由600uH、200uH两个电感串联构成，假设当电流大于1A时600uH电感饱和（饱和后600uH电感自成回路），电路的总等效电感由800uH跳变至200uH。根据这个模型做的仿真如下： 图1-4 轻、重载非线性反激仿真对比 见上图仿真，当轻载电流小于1A时电路中等效电感为800uH，重载时当电流大于1A后等效电感变为200uH。连续模式时感量不影响输出电压所以输出不变。 这里只有两个电感串联比较简单，当模型取多组电感串联后可模拟出接近真实的非线性曲线。目前需要确认的是这个模型是否准确，能否用来模拟非线性电感？ |
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| | | | | | | 如果你需要这样的变化，电流增加对应感量降低，铁硅铝磁环即可，之前设计过这类电感，可以精确定量。
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| | | | | | | | | 用单个铁硅铝环做不知道能不能实现大的电感变化跨度，比如下面做的仿真从轻载到满载，电感从20mH变化到400uH。 图1-5 全负载范围CCM模式 上面仿真中选取可饱和电感20mH（假设0.5A饱和），功率电感400uH，PWM占空比恒定不变，从轻载到重载开环情况下输出都为12V不变。
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| | | | | | | | | | | 模拟这种定占空比全负载范围CCM模式电路上电及负载跳变时的动态特性如下： 图1-6-1 非线性变压器反激动态特性 上图为负载70W-0.5W-70W跳变，从仿真结果看动态特性很差。这里占空比始终没有改变所以动态特性应该不是受“非线性”因素影响的，估计是由20mH可饱和电感工作于深度CCM模式造成的。
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| | | | | | | | | | | | | 在保证全程CCM模式的前提下降低饱和电感的饱和门限（仿真中设置为50mA），并在饱和电感旁并联一个电容，电路的动态特性将得到极大改善，结果如下： 图1-6-2 非线性变压器反激动态特性1 这或许说明饱和电感在电路中只充当辅助器件的效果更佳。 |
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| | | | | 楼主继续，中间的插话只是拓展一下思路，不影响你继续发挥。
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| | | | | | | 发帖的目的就是想借机拓展思路  。关于饱和电感之前都是假定用的高效、低损磁芯，如果用于软开关可能就像您帖子里所说的需要饱和电感有损耗会发热……
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| | | | | | | | | 用于实现软开关的饱和电感，一般都是在硬开关基础上的优化，拓扑看上去还是硬开关的（或类似无损吸收），饱和电感串在di/dt回路起作用，而不是让变压器（主电感）饱和。
从热的角度看，其开关从硬变软可望实现接近数量级的损耗降低（比如开关损耗从20W降到3W），而饱和电感的发热低于或仅与开关相当（比如2W），总损耗（比如5W较之20W）明显下降，从而提高效率。
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| | | | | | | | | | | 如果只是利用饱和电感来实现ZCS和解决输出二极管反向恢复问题不知能否达到上述接近数量级的损耗降低？
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| | | | | | | | | | | | | 之前做过（仿真和实板），如你4楼所述，有奇效。当然这是另外一个话题了。
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| | | | | | | | | | | | | | | 我在另一个帖子中有探讨过一种兼容DCM&CCM模式的反激“ 探讨一种利用漏感储能的正反激电路”
这个电路能达到饱和电感相似的效果还没有饱和损耗，如果这种方式能实现接近数量级的开关损耗降低应该是很值得去研究一下的。
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| | | | | 可变电感的想法最初源自于软开关，如果在恒定输入、恒定负载条件下是很容易实现高效软开关的，但在全电压、全负载范围目前好像还没有哪种软开关拓扑能做到全程软开关，如果让轻载也实现软开关的话则重载时就会产生过高的无功功率（环流）。 如果有了可控可变电感（或可控可变电容）那么全程软开关应该就有机会实现了。
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| | | | | | | 如果采用开斜口气隙或者不同磁芯组合的方式应该就能获得任意的非线性电感-电流曲线。
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| | | | | 饱和电感应用不少，但您提出可变电感的思路还真少见
在反激中应用的话，我感觉不太实用，当我们在设计一款电源时，已按最大功率选用磁芯及相关器件参数，在思路上，若采用可变电感可以获得轻载效率，或是空载时有极低的输入功率，这个功能要求可以从芯片设计上下功夫，轻载或空载时降低PWM频率。
想在LLC中应用，估计更难，LLC工作频率与电感紧密关联，电感变化时也要求频率立即变化，对现在的芯片来说要有这个反应基本不可能实现的。
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| | | | | | | 目前还不能确定这个想法是否可行，准备用Qr模式的反激做个验证。软开关电路很多都是变频模式，采用可变电感不仅是为了提高轻载效率主要也是为了降低变频范围，甚至能够实现定频软开关。
如果上述实验成功那么在LLC电路中也可以采用定频控制模式，转为调节电感量来实现对电路的控制，这样控制量依然只有一个实现起来就不那么困难了。
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| | | | | 首先用Qr反激电源来做测试验证，参照之前分析LLC电路采用的方法将Qr反激的各段波形进行组合绘制出其工作波形并同Saber仿真对比如下： 图1-7-1 Qr模式重载波形对比 参数：Don=0.35，Lp=100uH，Cqr=26nF，Ro=2，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。 图1-7-2 Qr模式轻载波形对比 参数：Don=0.0625，Lp=280uH，Cqr=26nF，Ro=44.3，Uin=100，Uo=12，n=6.5，fs=60kHz。 通过波形对比可以验证计算公式是准确的，也可以实现轻载到重载都为定频Qr模式（始终第一谷底导通）。上面的仿真和计算尚未达到最低谷底点，如果再增加谷底导通这一约束条件则能解出不同输出功率下对应的唯一占空比和唯一电感量值。（仿真和计算都忽略漏感的影响，参数中MOS管并联的电容Cqr值似乎有些大） |
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| | | | | | | 按上述参数及谷底导通约束条件绘制的电感/占空比和功率/占空比关系曲线如下： 图1-8 定频Qr模式占空比与电感量、输出功率的关系 下一步如何在电路上实现这个非线性电感及控制方案有些棘手了。 |
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| | | | | | | | | 其实铁硅铝就可以干这个事，仍然用普通的QR芯片，选择适当的磁芯和绕组，可以让高压和低压时频率大致相等。就是你期望的结果。
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| | | | | | | | | | | 最终的选择可能就是铁硅铝了，不过很难达到期望值。用铁硅铝能降低Qr模式的变频范围，但要实现定频Qr模式，铁硅铝的感量/电流曲线需精心设计了。（除了高低压，还有轻重载）
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| | | | | | | | | | | | | 很难达到期望值的真正原因是绕组参数的合理配合，比如11楼那个环，虽然感量上实现了需要的变化，但绕组参数并不适应，0.1mm的导线怎么能过0.5A的电流？铜损的恶化已经远远超过你这个方案对效率优化的期望。
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| | | | | | | | | | | | | | | 能不能实现这样一种绕组结构（或材料），低压大电流时为短而粗，高压小电流时变为长而细……
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 沿你这个思路继续讨论就是天方夜谭了。其实并不是线经问题，而是窗口问题，估计感量的变化在2倍（最多3倍）的范围内可以做出来，再大就没法做了。为什么一定要定频呢？能显著降低高压频率（比如降低到一半）也是成功的嘛。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个可以理解，就像全电压变压器要比单一电压变压器体积大很多一样的道理。这个思路确实有些天方夜谭，如果磁芯和导线可以变形是可以实现的 。
一开始的望值就是能降低变频范围，后来不知不觉的把期望值提高了，尝试一下后才知道是否现实。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 11楼的计算表格就是计算铁硅铝磁环电感的，一般的设计是按50%导磁比控制，它本身就有高压（轻载）感量增加降低频率的含义。
如果你按比如同样的匝数（这样就不增加铜损）、选择更高导磁率的材质，导磁比就会迅速减少，上述（在高压时降低频率）效应就会更加显著，这个才现实，试试？
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 尝试非线性磁芯在Qr反激上的应用，先假设一个磁芯其感量和电流的关系如下： 图1-9 假设一个非线性电感 将此电感应用于Qr反激上的仿真结果如下： 图1-10 非线性磁芯应用于反激从轻载到重载波形
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 当采用不可控非线性电感时随着占空比增大（负载加重）导通时刻会逐渐偏离谷底，如果仍然期望谷底导通则需要更陡峭的L/I曲线或者是降低开关频率，带来的副作用是峰值电流会变高。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 增加一个可控电流源，将电路改进成可控电感式Qr反激，如下： 图1-11-1 可控电感Qr反激电路 其中不加控制电流时的L/I曲线规律近似如下： 图1-11-2 可控非线性电感 此电感（变压器）匹配可控电流源在不同占空比下的波形如下： 图1-11-3 Qr反激可控电感仿真波形 上图中左图可控电流源0A、占空比0.05，中图可控电流源1.2A、占空比0.15，右图可控电流源3.8A、占空比0.33。 从仿真结果看当采用可控电流源后可以实现定频Qr反激这一预期目的，但可控电流源会带来一些损耗（非超导体及理想器件），等同于其它软开关电路中环流一般的存在。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 要实现电感可控而又没有环流的方案目前能想到的只有组合式方案了，如在另外的帖子中讨论过的三路并联Qr反激。 图1-12 组合式Qr反激 如上图轻载一路选用大电感、小MOS管，重载一路选用小电感、大MOS管。当负载由轻到重变化时三路电源依此开启，每一路的开关频率都可以限制在一定的范围内比如60kHz~100kHz， 这样不仅降低了频率变化范围还能兼容轻重载效率。 开关电源也可以采用集成的方式，实现标准模块化电源。 图1-13 集成式开关电源 如上图可以设计一个标准单元比如功率1W，如果输出功率10W的就并联10个单元，如果输出功率100W就并联100个单元……，控制上也可以采用独立的交错式。相对于半导体的高度集成化，目前变压器的技术有些落后了。
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| | | | | 在相同开关频率下小功率反激的电感量一般设计的比较大，大功率反激的电感量一般设计的较小，这样有什么坏处么？
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| | | | | | | 这样比较合理，在体积、成本、动态等方面容易找到折中点。至于有什么坏处？可能就是在设计上不能统一吧。
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| | | | | | | | | 积累理论基础也是很重要的。 体积，成本，动态？？？？？GaN普及后所有都会改变，现在大多电源工作于KHz，接下来进军MHz时，体积更小，效率更高，动态响应也会更好。
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| | | | | | | | | | | 确实一种新材料的诞生将会使电源设计的“折中点”提升到一个新的高度，高频电源是未来的趋势，不过目前就效率方面磁芯材料还有待突破吧。
就现有的材料，如何发挥出其最大潜力还是可以研究研究的。
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| | | | | | | | | | | | | 主要还是GaN
当工作频率在1M-10M时，线圈数大大减小，也就大大减小了线损，由于GaN导通电阻非常小，开关损耗及同步整流损耗当然也非常小。
而普遍担心磁芯能否跟上1-10M的工作频率？这个就现在来说已不是问题。
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