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未解决

反激式升压电路

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风口浪尖
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高级工程师
  • 2019-4-28 16:37:52
10问答币
请问一下,如果我用反激式升压电路从12VDV升压到320VDC,占空比可以大于0.6不?
风口浪尖
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高级工程师
  • 2019-4-28 16:38:32
 
大与60%会有什么问题呢?
nc965
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  • 2019-4-29 10:03:43
 
可以
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-15 10:50:04
 
用什么拓扑好点呢?我现在考虑是反激
nc965
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  • 2019-6-15 10:53:39
 
看多少W
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-15 10:57:40
 
就做40-48W
nc965
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  • 2020-6-2 11:09:51
 
那就正好反激
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-15 10:58:18
 
这是CCM模式
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-15 10:52:56
 
但按照这个表格,电感量和匝比怎么这样的呢
nc965
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  • 2019-6-15 12:15:22
 
wochengjie138
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  • 2019-6-15 14:10:35
 
谢谢李工!回那原来问题
nc965
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  • 2019-6-15 14:45:19
 
斜坡补偿是标准的电路,有个射随器哪种。
wochengjie138
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  • 2019-6-15 15:29:53
 
你这个参数准吗?应该工作在CCM了,帮我看看呢
nc965
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  • 2019-6-15 15:54:05
 
最后一个数5.25,一定发热,很准。
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-15 17:06:57
 
总感觉不对呀,帮我设计下参数呢
nc965
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  • 2019-6-15 17:23:35
 
和窗口系数一样,不能大于1

wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-15 17:27:55
 
关键这计算的匝比都不对呀!你这个不知道怎么算呀的!怎么计算才能不打于1呢?
nc965
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  • 2019-6-15 17:54:12
 
比如这样:

10.png
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-17 08:59:09
 
原边线径去到4,太大了,李工,中间那个可以呀,为什么三种计算都不一样呢
nc965
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  • 2019-6-17 10:50:26
 
槽宽9线径4才能2匝,线径4即宽度为4,但厚度可以减薄(否则窗口爆满),如果想减薄到1,就是4股1.0并绕哈,明白?
三种计算不一样是因为原边匝数不一样,但都能运行,工况差距很大,供你优选。我也觉得原边2匝比较合适,注意其中副边电压应力(短路工况下)最好再叠加一个输出电压。
wochengjie138
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  • 2019-6-17 11:30:19
 
嗯嗯,随便我帮我看看原理,我很相信你呀!
nc965
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  • 2019-6-17 11:48:28
 
1、取中间变压器参数,重点做好漏感,比如五明治。
2、原边电压应力95V,+尖峰,至少150V耐压的MOS,D4=ES1D
3、副边电压应力760V,+输出电压360V,=1120V,D6=两只 ES1J(K)串
4、R25、C10拿掉(不焊),R1适当加大应对之
5、输出电解1只即可,且不宜太大,2.2uF 试试
6、其他电路没看。


wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-17 12:27:28
 
是这样吗?
nc965
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  • 2019-6-17 15:57:52
 
是这样,2.2uF吧(或者更小),你只有0.1A
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-17 15:06:49
 
李工我想用这个,比较合适!线径比较合理,磁功率系数1.1发热量大吗?
nc965
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  • 2019-6-17 15:23:56
 
线径只是确定宽度,厚度是可以变的,你还没明白?磁功率系数1.1多半烫得不能接受。况且你占空比达到0.84,很难驱动了。
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-17 16:38:30
 
明白!明白
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-17 17:07:50
 
还有李工,我先绕次级,夹着初级在绕次级,三明治绕法,最外层绕辅助,这样妥当吗?
nc965
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  • 2019-6-17 17:11:02
 
没问题,但每层都要绕满,三明治每层厚度大致按232分配有利,五明治的话按11111分配。
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-18 08:55:31
 
明白,像这种原边电感量几uH的,漏感控制在多少呢为好呢?去打样怎么跟厂家说呢?
nc965
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  • 2019-6-18 09:27:03
 
漏感控制要靠绕法:每层要满密绕不留空隙,还要靠三明治或者五明治。你设计好每层的分配,告诉厂家即可,不过厂家可能(以各种理由)偷工减料,最好自己先绕一个。
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-18 10:03:02
 
就是不知道自己绕的是不是很准,漏感控制不好!我想让厂家去控制!毕竟他们做开的!我看到一些发给厂家的规格书,漏感有写小于1uH,有的写小于0.25%感量!不知道怎么去控制,有没说一般规律呢!9uH只能控制在小于1uH了吧
nc965
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  • 2019-6-18 11:42:08
 
一般规律就是30楼所言,可以做到1%
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-19 16:39:15
 
还有一个问题,我有方案做2路输出,做210W,选什么拓扑呢?李工
nc965
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  • 2019-6-19 16:49:08
 
突然发现你不是楼主,我究竟在跟谁说话?
wochengjie138
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高级工程师
  • 2019-6-19 18:15:00
 
哈哈,你的粉丝呀!!告诉我一些呢,
waveway
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副总工程师
  • 2020-5-12 16:32:36
 
李版主,您好,反激升压,工作模式定在CCM还是DCM模式合适,我要做一款辅源,输入10~100VDC,输出180VDC,功率30W,开关频率定在多大合适,电源IC使用UC2845合适不?
nc965
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  • 2020-5-12 17:59:54
 
CCM是出于无奈,尽量避免,一般都是DCM模式,能做到QR模式最好。不过你这个电源输入电压变化太大,可能真需要一定深度的CCM,频率100KHz左右吧,用我那个表格计算一下,占空比控制在0.6左右,2843也支持斜坡补偿,TM电压20~30V为宜,按这些找出最佳绕组结构。
waveway
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LV8
副总工程师
  • 2020-5-13 09:09:50
 
谢谢版主了,我初步想用NCP12700-D这款芯片,这芯片输入9~120V,最大占空比80%,自带斜坡补偿功能;我这辅源,输入还是10~100V,功率30W,输出调整为120V了,自己也初步评估了一下,开关频率100KHz,用DCM模式,匝比1:5,最大占空比在0.66左右,变压器原边感量6uH,李工有时间的话帮我评估下是否合适;另外,您说的“TM电压20~30V为宜”指的是变压器每匝分担的电压?
nc965
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  • 2020-5-13 16:18:22
 
TM模式就是过渡模式,TM电压就是DCM过渡到CCM的过渡电压

13.png
waveway
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副总工程师
  • 2020-5-13 18:56:28
 
太谢谢版主了,我再仔细研究一下。
nc965
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  • 2020-5-14 11:16:00
 
貌似载流密度还需要优化一下,10V输入时的电流大约11倍于输出,截面最好按这个比例
hhb611
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本网技师
  • 2020-5-25 18:33:42
 
类别参数
符号
单位
计算值
设计
    参数
最高输出电压
Vout
V
400
额定输出电流
Iout
mA
150
本级效率
η
%
85
最高输入电压
Vih
V
392
最低输入电压
Voll
V
250
PFC设定
Pfc
1
最大输出功率
Pout
W
60.0
最大输入功率Pin
W
70.6
磁芯
    参数
磁芯型号  
PQ2625
有效截面Ae
mm2
118
骨架槽宽B
mm
13.7
骨架槽深H
mm
3.3
磁饱和强度Bs
T
0.3
原边
    参数
原边峰值电流
Ipk
mA
1509
原边线径
d1
mm
0.4
原边层数
m1
2
原边匝数
N1
61.5
原边电感量
L
uH
1443
原边绕组电流
Irs
mA
282
副边
    参数
副边线径
d2
mm
0.30
副边层数
m2
4
副边绕组并联数
k2
1
付边匝数
N2
164.5
辅助
    绕组
最高Vcc灌电压
Vcp
V
18
辅助绕组匝数
N3
7
密绕参考线径
d3
mm
1.57
运行
    参数
线包厚度修正
s
mm
0
窗口系数
ξ
0.93
匝比
N1/N2
0.37
反射电压
Vr
V
150
最大导通时间
Ton
us
8.7
最大占空比
Dmax
0.374
原边电压应力
Vp
V
542
副边电压应力
Vs
V
1449
最低频率
Fo
KHz
43.0
磁功率系数
λ
0.68
李工,这个变压器还能优化吗?     副边应力很高  目前用两个二极管串联使用,  还有变压器绕制的不合理  导致空载功耗很大,输出电压达不到400

nc965
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  • 2020-5-26 20:21:11
 
换方案了还是换人了?
你这个:
1、最低输入电压250V来路不明,单电压176Vac要桥后电解无穷大才能得到248V,68uF可得到206V,不宜再小。
2、高压下二极管反向恢复是突出问题,要用最快的二极管,你看有没有1800V1A的碳化硅,没有的话用3只ES1J串,副边电压应力按1400V(3*600-400)控制。
3、计算显示磁芯富余,可进一步降低频率,这对高压应用有特别意义。
4、矛盾的焦点是副边电压应力,要采取措施完全消除副边二极管反压尖峰,不能用吸收,因此原边驱动结构就是关键技术措施,这意味着不能用集成芯片。
5、原边电压应力也够呛,至少700V2A的管子才行。
参考:
13.png
hhb611
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本网技师
  • 2020-5-27 17:55:17
 
要采取措施完全消除副边二极管反压尖峰,不能用吸收,因此原边驱动结构就是关键技术措施,能否分享一下?
nc965
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  • 2020-5-27 22:14:21
 
站内搜索:葵花宝典
nc965
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  • 2020-5-28 08:06:44
 
PQ2625磁芯富余,PQ2620应该也可以做出来

13.png
waveway
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  • 2020-6-2 09:01:13
 
好的,谢谢版主了;另外还有一个问题,这几天在思考的,我计划用UC2843来做,它的占空比最大可达90%以上,怎么在它的外围加点电路让它的最大占空比限制在0.8呢,因为害怕软启的时候,驱动持续性地最大占空比输出,从而烧管子,尽管有软启电路和Isense保护,我还是担心软启会烧管子的问题,所以看有哪些措施,把它的最大占空比限制在0.8左右。
nc965
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  • 2020-6-2 09:49:18
 
一般没有必要专门去限制占空比,你要把这个动作明确归结为某种保护,按保护去做。
waveway
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LV8
副总工程师
  • 2020-6-2 11:56:14
  • 倒数10
 
哦哦,好的
hhb611
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本网技师
  • 2021-4-1 10:31:12
  • 倒数9
 
麻烦问下  表格中磁功率系数 范围是多少?  

nc965
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  • 2021-4-1 10:54:18
  • 倒数8
 
与窗口系数一样,1为佳。100%的意思,大了可能热否决。
hhb611
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本网技师
  • 2021-4-1 11:01:21
  • 倒数7
 
表格很实用
hhb611
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本网技师
  • 2021-4-1 11:32:24
  • 倒数6
 
楼主:这个表格用的时候有个疑问
1.匝比       原边、次边匝数多少依据线径而变化,可以任意设置  没有限制吗?

2.磁功率系数超过1了    是否可以直接设置来提高频率,解决问题。
3、线包厚度修正 怎么用?
谢谢指导



反激变压器12V 2.5.xlsx

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nc965
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  • 2021-4-1 21:25:22
  • 倒数5
 
1、线径是输出参数(绿色),可以任意设置  仅以槽宽为限,但会因此产生不同的设计后果(黄色),这些后果都有个最佳值的问题,有的最佳值范围很窄,因此线径一般都需要用2位小数的精度精确调整,最后按线规整定。
2、频率是黄色,是计算出来的,直接设置就等于不按反激设计公式计算频率。磁功率系数超过1了,只能通过调整绿色栏的设计参数来使它不超过1,实在不行就得调整磁芯。
3、线包厚度修正是当实际绕制线径发生变化时对线包厚度的影响程度来确定,为的是窗口系数合适。计算时1.6mm线径厚度为1.6mm,实际绕制可用3股0.5mm三线并绕代替、这样匝数不变也刚好能绕满整层,但线包厚度变成0.5,需修正-1.1。
以你这个为例(-3.22=-1.1+0.5-2.62):
2.png

hhb611
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  • 2021-4-2 10:22:04
  • 倒数4
 
超详细    原边绕两个7匝 并联  把次边夹在中间   是不是这个意思

hhb611
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  • 2021-4-2 10:30:34
  • 倒数3
 
还有个疑问  算出来的是最低频率  实际电路中的频率设置的高了有什么效果

nc965
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  • 2021-4-2 11:25:39
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算出来的最低频率
如果是临界(QR)模式芯片,它就会自动按这个频率运行,达成最佳工况。
如果是可设置频率的芯片,就应该设置到这个频率运行,达成最佳工况。
如果是固定频率的芯片,可以向下调整磁密(增加气隙减少感量),使计算频率=芯片频率运行,但这会导致磁功率系数显著增加,效率和发热恶化,不是最佳。
如果运行频率比计算频率高,意味着CCM模式,磁密小于0.3,效率和EMC恶化,不是最佳
如果运行频率比计算频率低,意味着磁密超过0.3,Ipk超过允许最大值,可能饱和炸机,不可为
nc965
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  • 2021-4-2 11:12:49
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是这意思,但这样并联据说多少会产生一点涡流损失,你也可以6股并绕,绕两层来夹副边,也是7匝,就没有涡流,但绕制难度陡然加大。
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