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反激高频变压器计算求解

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电源小王子
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高级工程师
  • 2019-8-18 09:47:44
20问答币
第一次做开关电源,首先感谢前段时间李工根据三圈两地的布局思想给我指导了PCB布局,对比了自己画的PCB,受益匪浅。现在到了变压器设计阶段,自己根据《精通开关电源设计》这本书上的计算公式以及电子研习社里的教学视频并且结合其它一些公式算了一遍,感觉算出来的结果不大对劲,想问两个问题:
1、 计算结果原边电感量好大,试了很多个变压器计算软件,计算出来的的结果都是出入很大,不知道行不行。
2、 最后实际最大占空比高于0.5,能否可行?一直不明白经常看到大家讨论反激开关电源时说到必须把最大占空比设置到0.5以下,否则会出现震荡的情况,但是有些观点说只要能够磁复位就可以设置到0.5以上,请问如何判断能不能磁复位?

PWM IC用的时ob2362,变压器骨架用的是EE19,普通反激,不带PFC
输入电容:两个22μF串联= 11μF
输入电压VAC:70-500V
最大直流电压VDCmax=500*1.414 = 707V(先忽略输入电压纹波)
最小直流电压VDCmin=70*1.414 = 100V(先忽略输入电压纹波)
输出电压Vo:24V
输出电流Io:0.208A
预计效率:70%
最大占空比设置Dmax:0.45
IC频率f:65Khz
输出二极管压降Vf:1.3V(RS1M)
纹波率r:0.5

最大导通时间Ton = (1/f)* Dmax =1/65Khz*0.45 =6.923us
根据伏秒平衡计算匝比n =(VDCmin*Dmax)/((Vo+Vf)*(1- Dmax))=( 100*0.45)/((24+1.3)*(1-0.45)) = 3.2
副边反射到原边的电流Ior = Io/n = 0.208 / 3.2 = 0.065A
输出功率Po = Vo*Io = 24*0.208 = 4.992W
输入功率Pin = Po/效率 =  4.992/0.7 = 7.13W
输入最大电流Iin = Pin/ VDCmin =  7.13/100 = 0.0713A
实际最大占空比Dmax(实际) = Iin/(Iin+Ior)= 0.0713/(0.0713+0.065)= 0.523
副边电流斜坡中心值IL = Io/(1-Dmax(实际))= 0.208/(1-0.523) = 0.436A
原边电流斜坡中心值ILr = IL/n = 0.436/3.2 = 0.136A
原边峰值电流Ipk = (1+r/2)*ILr = (1+0.5/2)* 0.136= 0.17A
实际最大导通时间Ton(实际)=  (1/f)* Dmax(实际)= 1/65Khz*0.523= 8.046us
伏秒微积Et = VDCmin * Ton(实际)= 804.6V.us
原边感量Lp =Et/(r*ILr) =  804.6/(0.5*0.136) = 11823uH
原边开关管电压应力 = (Vo+Vf)*n+VDCmax +漏感电压 = 25.3*3.2+707+110 = 897V(mos用1200V,安全)
副边二极管电压应力= VDCmax/n = 707/3.2 = 220V(用的是RS1M,反向耐压1000V,安全)

最佳答案

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你这个计算基本上是对的,但要结合电路参数做一些调整 1、你这个磁芯和PCB已经确定,即使算下来功率富余,仍然可以按此磁芯设计,富余部分权当功率储备。 2、关注点是开关管电压应力,861V计算有误,这个电压应力是没有包含尖峰在内的,对于500V输入电压,开关和钳位二极管电压(应力相等)按800V设计为宜,这样元件选型和PCB间距(2.5mm)才不吃紧。 3、钳位二极管D2选型有误,应为800V超快恢复,吸收TVS1采用瞬态二极管是可以的 ...
Liwis
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  • 2019-8-18 16:08:29
 
哈哈 你现在的经历跟我很像  我这在这个阶段 加油  我占着座位听大咖分析
Liwis
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高级工程师
  • 2019-8-18 16:49:27
 
我感觉你的电感量  在2.1mH这样的范围  第一点你的Ipk  我感觉有问题   加入纹波率  哪里 我还不会
电源小王子
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  • 2019-8-18 21:57:43
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Ipk公式按精通开关电源设计书中给的公式算的,这个结果我也很意外
nc965
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  • 2019-8-18 21:42:22
 
啥情况都在这个计算表格里面:
【原创】反激变压器设计要领
电源小王子
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  • 2019-8-18 21:56:44
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李工,我按表格算了下,占空比高于0.5了,磁功率系数也不理想,这个要怎么调整
微信截图_20190818215525.png
greendot
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总工程师
  • 2019-8-19 12:41:54
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奉劝初学者不要用这个,这个是变压器决定开关频率的,而您的是频率已定,另外这个只是临界模式的,DCM,CCM 不适用。
nc965
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  • 2019-8-19 17:15:47
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你这个计算基本上是对的,但要结合电路参数做一些调整
1、你这个磁芯和PCB已经确定,即使算下来功率富余,仍然可以按此磁芯设计,富余部分权当功率储备。
2、关注点是开关管电压应力,861V计算有误,这个电压应力是没有包含尖峰在内的,对于500V输入电压,开关和钳位二极管电压(应力相等)按800V设计为宜,这样元件选型和PCB间距(2.5mm)才不吃紧。
3、钳位二极管D2选型有误,应为800V超快恢复,吸收TVS1采用瞬态二极管是可以的,但钳位电压应在240~270之间(<300=800-500)选择,否则严重发热。
4、副边二极管反压尖峰应力可在原边减缓驱动消除,因此二极管尽量采用200V的肖特基。
5、你这个输入电压变化范围超大,占空比大于0.5是必然的,也可以适当进入连续模式,由此引起的问题需研究芯片资料看是否支持。
6、进一步优化的电路和PCB已经在原贴跟进。

按这些思路设计的变压器:
33e.png
电源小王子
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  • 2019-8-19 21:35:53
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感谢李工指导,看您这样分析很多东西清楚了很多。另外输入电压是交流70-500Vac(并不是输入70-500Vdc),整流后母线最高会到DC700V多点,所以mos应力比较高,会到DC800V多。
nc965
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  • 2019-8-21 18:16:41
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看成500Vdc了,500Vac完全是两回事,差距很大,不能这样干了,首先900VMOS就不行,即使1000V也是不安全的。
电源小王子
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高级工程师
  • 2019-8-21 21:21:23
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对的,现在初步选了颗1200V 2A的高压nmos,想先试试。
电源小王子
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最新回复
  • 2019-8-21 21:27:15
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之前看了一款别的厂家批量生产的样机,输入到465Vac,用的800Vmos,想想也是够大胆
shao456
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副总工程师
  • 2019-8-19 10:47:48
  • 倒数8
 
这么小的功率,你的电源应该设计在DCM模式吧,如果那样的话,引入r这个变量就是个错误,r只适用在CCM,所以你的计算结果就是错误的。
电源小王子
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高级工程师
  • 2019-8-21 17:35:24
  • 倒数4
 
对的,第一次做没经验,现在打算满载在BCM下设计,这样的话基本上都会在DCM工作
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