| | | | | LLC直流增益表范围从k=3到k=10,Q从0.1到1.5,列举如下: 表1-1 k=3 表1-2 k=4 表1-3 k=5 表1-4 k=6 表1-5 k=7 表1-6 k=8 表1-7 k=10 |
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| | | | | | | 感谢分享,这种的曲线比较直观,方便。。。楼主辛苦 了
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| | | | | 这种方法很方便,但是建立这个表的仿真过程需要耗时比较久;
实际上考虑到增益的部分通常是满载或者半载条件下看增益,那么对于实际具体项目设计就需要看一两个条件;
那么只需要得到Q或者h变化的规律,就有调节方向,当设计不满足时调整参数即可;
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| | | | | | | 仿真的耗时问题还可以接受,用的是一台关机都要一、两分钟的古董电脑,计算加处理一条等Q曲线大约1~2分钟。
做表的过程是有些麻烦,好在这表是恒定不变的以后直接拿来用就可以了。
尝试用这个表进行电路设计时发现个问题,满足边界条件的Q、k组合可以有很多,如何判断哪个Q或者哪种组合最理想?
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| | | | | | | | | Lr/Cr(C實際產品只有幾款可用)答案只有一個 決定因素 1、輸入最低電壓跟 2、IC可控的最低頻率比及 3、輸出最低有效電壓(以上規格書都已經綁死),總歸一句話滿足Hold Time就是唯一的解。提供參考。 |
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| | | | | | | | | | | 谢谢!目前就是按最低输入电压和最小开关频率设计的,输出是用反射电压Vor替代的最终利用匝比N来调整输出电压。
利用查表法进行设计验证如下:
取k=8,输出功率300W,输入低压320V,输入最低频率90kHz,Q分别取0.2和0.5进行设计右侧对应着波形曲线。
目前得到的结论是Q值大谐振腔应力大,Q值小励磁电流大(环流大),后续会再对比k=3的结果……
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k=3时Q分别取1和0.5的直流增益和波形曲线,
k取多少大致能从增益曲线上判断出来,
Q取值影响谐振腔应力和环流大小,取多少合适估计要参考输出功率(不同功率下波形曲线不同),谐振腔器件的成本等因素。
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| | | | | 简单介绍下LLC直流增益表的使用方法,主要针对可变输入恒定输出及恒定输入可变输出这两种应用场合。 一、输入可变输出恒定的查表设计法 1、 给出设计参数
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| | | | | | | 2、 根据设计参数设置归一化的边界条件 首先设置最大增益G1,其值影响最小增益G2及反射电压Vor,当增益>1时为升压模式增益<1时为降压模式,一般将G2设置为略低于1(0.9~1)让LLC电路工作在升、降压区间这样有机会工作在谐振点上(谐振点处频率为1,增益为1)。 其次设置最小开关频率f1,其值影响最高开关频率f2及谐振频率fr,一般由控制芯片决定。设置好边界条件后可以得到下面这张图:
图2 归一化边界线 导入直流增益表后,不与图2中的两条竖粗实线相交的Q曲线为符合条件的曲线。 |
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| | | | | | | | | 3、 根据边界条件选k值表
图3 k=6及k=3的直流增益表 分别导入k=3和k=6两个直流增益表,上左图所示取k=6的增益表频率范围及增益范围都比较适合当前的参数要求,上右图所示k=3的增益表更适合宽输入范围的应用。用k=3直流增益表也可以完成设计,但除了对效率有一定影响外由于高的dG/df会导致环路特性不佳带来电路难控制等问题。 |
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| | | | | | | | | | | 4、 Q值的选取
图4 容性、感性分界线 常规控制手段要求被控特性曲线为单调曲线,上图4的红色曲线是由各顶点组成也定义为感性、容性分界线,应用中要取顶点小于最小开关频率的Q曲线,如图3左图中Q<0.7之上的曲线都满足设计要求。 非常规控制手段可以忽略单调性问题,比如光伏应用中的Mppt控制器锁顶点策略,借鉴此原理可以判断出增益曲线为上升还是下降进而自动改变控制器的控制方向。 |
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| | | | | | | | | | | | | 二、输入恒定输出可变的查表设计方法 与之前的输出恒定相比输入恒定输出可变的设计只在第一步有所不同,因为输出可变所以产生最大和最小两个反射电压VorMax=2*N*VoMax和VorMin=2*N*VoMin,把最大反射电压VorMax看做VinMax把最小反射电压VorMin看做VinMin,而输入电压Vin看做反射电压2*Vor剩下步骤与恒压输出法相似。 至此已初步完成了对LLC电路的设计,但满足设计要求的Q值有很多(Q<0.7),如何选择最优值(包括k值的最优选择)?
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| | | | | | | | | | | | | | | 这里用Mathcad写了一段时域仿真代码,目前可以直接通过时域波形来进行判断,代码如下: 列举两个设计实例: 1、k=6,Q=0.6的设计实例 相应的电路参数自动计算如下: 图5-1 k=6、Q=0.6电路参数 此参数下的时域波形: 图5-2 k=6、Q=0.6时域波形 2、 k=6,Q=0.3的设计实例 相应的电路参数自动计算如下: 图6-1 k=6、Q=0.3电路参数 此参数下的时域波形: 图6-2 k=6、Q=0.3时域波形 通过对比图6-1和图6-2可知Q值越小谐振腔应力越小(谐振电容、电感的耐压要求降低),但励磁电流越大(环流越大)无功功率高影响效率反之亦然,如何做最优选择还需要根据实际情况进行折中。 本例设置的输出功率为300W,当功率不同时波形也会改变,通过仿真虽能验证但还不够直观,后续准备对输出功率也做归一化处理力争能在不使用时域仿真的情况下实现一种快速且直观的优化设计法。
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| | | | | | | | | | | | | | | 是仿真数据,在Excel中有做平滑处理,原始数据采的有点少(15楼图3可见未平滑的效果)
如果有个了这条分割线的拟合方程,是不是设计LLC电路更方便了 ?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 看似各个增益峰值都在分割线的左边?
既然已有数据,再弄个peak gain vs Q with k as parameter 的图表?
有无兴趣来个Integrated magnetics 的?
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Gmax、Qmax与k、f1(最小开关频率)的关系之前简单试过,大约是上面的效果(右侧y轴可自动变换使Qmax正好落在Gmax与f1交点上)。
还是采样数据点数太少的缘故这个地方误差比较大,等重新采样后再来拟合试试效果。
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只在顶点附近采样20个点,点间隔度0.03/20,分界线方程重新拟合的效果如上图。
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分割线的拟合方程感觉还可以,验证了k=1.5一组数据也能较好的重合上。
Qmax曲线还没找到合适的方程,目前是用线性方程近似结果有一定的偏差(k<3后偏差大)。
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磁集成k=3的直流增益表,下图是和独立漏感的归一化增益表对比
计算磁集成谐振频率中用的漏感是Lrp+n 2*Lrs//Lm,谐振处的归一化增益假设初级漏感、次级反射漏感相等则为(k+1)/k,这里k定义为Lm/Lrp。
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上面的磁集成公式定义不知有没有问题?右边是定义的k表述Q。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1.
2. 前面的Mq,Mz 等公式是 2-variable curve fit (或说是 surface fit)出来的?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 1、资料中的Q定义都是用的Rac,这里用仿真数据做表可否定义Q用Ro?(提前定义Q=ωr*Lr/Ro)
2、我是先选一个模型确定曲线变化趋势(只包含一个变量),再凑另一个变量完成拟合,方法不是很好看运气。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 用Ro完全可以,毕竟Rac是FHA的产物。
应该有软件可以做multi-variable curve fitting,试试Matlab?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个听说很强大,但对我种英语不好的用这个软件很吃力啊。
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| | | | | | | 楼主你好,请问为什么fmin取90kHz,fmax取200kHz?
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| | | | | | | | | 这里是随意取的,工程上估计要参考材料、效率、体积、性价比及EMI等多方面因素来设置开关频率(类比反激的开关频率设置)。
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