|
| | | | | 原理图绘制的差不多了,开始进行PCB布局和绘制。这个原理图其实在之前也有绘制,主要进行了一些参数的调整和优化,具体原理图见附件。
|
|
|
|
| | | | | 今天把PCB摆弄了一下,差不多可以投板了。Gerber文件显示如下:
PCB仿真示意图图下:
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | 升级一下,把这个电源更改成可以给大电容或电池充电的充电器
|
|
|
|
|
| | | | | | | 今天测试发现一个问题,就是在第一次上电测试OK,但是再次上电时发现输入源被限流了。我再想应该是哪里被短路了吧,检查发现是MOSFET Drive的7脚对地短路了,也就是下面这个图
在排查的过程中,每次都是这个现象,所以烧了不少的芯片
这不得不让我重新审视原理图哪里有问题,当初为了增加一个防反接的功能,在输入端增加了一个二极管。我在想是不是这个二极管引起的原因?因为1脚和7脚之间有个泵升电容C105,如果因为这个二极管阻止了这个泵升电容在下电时的能量泄放,会瞬间产生一个高电压将内部击穿。为了验证这个想法,我将二极管去掉,上电后我测试这个泵升电容两端的电压,是缓慢下降的,反复开关机驱动也没有损坏。我又重新换回二极管,发现这个泵升电容的电压瞬间就没有了,测试发现7脚对地短路。所以问题找到了,将二极管去掉换成0欧姆的电阻就OK了,回头还要仔细想想它的放电路径。
下面是正常工作的波形,输入电压12V/0.6A,输出电压3.3V
|
|
|
|
|
| | | | | 今天把电压电环各种开关波形以及动态性能和环路带宽测试了一下开关波形和纹波电压
开关波形和纹波电压
开关波形和纹波电压
负载0.3A~3A进行跳变
环路扫频测试(还可以再优化)
|
|
|
| | | | | | | 输出3A的时候,管子温度能到多少度?这种应该是小电源,壳子小了担心发热太严重,建议测试一下。
|
|
|
| | | | | | | | | 选管子的时候余量比较大,导通电阻都是几毫欧的,工作一段时间我用手摸了一下,基本没啥热度
|
|
|
| | | | | | | 测量环路纹波和这些图形是用示波器能测这么准吗?差分探头?还有就是那些波形分析是用什么工具做的?可否有教程
|
|
|
| | | | | | | | | 开关波形和纹波噪声是用示波器进行测量的,环路测试是用Bode100仪器测试的。
|
|
|
| | | | | | | 环路扫频测试,
你这个工具是怎么做的,是在实际的电路上扫的,还是仿真器图纸上面扫的,,
|
|
|
|
| | | | | | | 利用dsPIC内部的高速模拟比较器模块做了一下峰值电流控制模式的次谐波振荡。
大家知道,峰值电流控制模式在占空比大于50%的时候会出现次谐波振荡的问题。主要是由两个原因引起,第一是峰值电流和平均电流比例的问题,如下
由于直流输出电压与电感电流的平均值而非峰值成正比,直流输入电压较低时的电感平均电流值要比输入电压较高时的值大。输入电压降低,导通时间增加,输出电感的平均电流增加。所以当输入电压下降,电流内环使占空比增加,会造成直流输出电压过高;而反馈外环又使占空比减少,电压下降。这样,直流输出被反馈环反复调整形成振荡。这种情况出现在占空比大于50%情况下,如果小于50%,那么它会自动恢复。 另外一种是在占空比大于50%的时候,出现一个初始扰动电流,这样会导致后面的扰动不收敛而出现次谐波振荡 在占空比小于50%的时候,后面的偏移电流是变小的,如下: 在占空比大于50%的时候,后面的偏移电流是变大的,如下: 解决上述问题(斜率补偿)的方法是,在误差放大器的输出叠加一个斜率为-m的电压,选择合适的补偿斜率m,则输出电感的平均电流就和开关管的导通时间无关。图中显示的是电感电流的上升斜率m1和下降斜率m2。从电流模式的的原理我们知道,开关管导通时间从每个时钟脉冲前沿开始到开关管的电流信号电压达到误差放大器输出电压Vcp时结束。斜率补偿就是将一个从时钟脉冲前沿开始且斜率为-m的电压叠加到误差放大器的输出端。 每个高速模拟比较器都自带一个DAC斜率补偿,所以我们可以利用它来进行斜率补偿 最后是完成的斜率补偿前后的对比工作波形: 无斜率补偿波形: 增加斜率补偿:
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | 这个需要配套板子才有效,单独的代码感觉没有太大用,如果你需要,我可以邮箱发给你。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | 发给你了,包括电压控制模式VMC,峰值电流控制模式PCMC和平均电流控制模式AMP/CT。
|
|
|
|
|
|
| | | | | 平均电流控制模式
平均电流模式控制相对于峰值电流模式控制来讲,它有峰值电流模式的所有优点:它们有相同的截至频率(峰值电流由于可以看成是一阶系统,所有有很高的截至频率);对于电流负载的变化,有相同的瞬态响应。在低于截至频率时,峰值电流模式控制的环路增益为平特性,一般为5-10.而对于平均电流模式控制来讲,它的增益是一直上升的,如果设计需要的话最终可以超过1000。这种低频时的高环路增益可以去除峰值对平均值的误差,而且能够保证轻载时电感电流进入DCM时的高的环路稳定性能。 由于直流输出电压与电感电流的平均值成正比,而平均电流模式控制是直接控制输出电感的平均电流,如果对电流环控制得当,那么就不会出现峰值电流模式控制中的次谐波振荡问题。因为在峰值电流模式控制中,峰值电流和平均电流的比例不同问题,会导致次谐波振荡。
在图中,电感电流的交流成分与电流补偿网络输出电压的交流成分是反相的,它们是倒置的关系。当功率开关管关断时,电感电流是下降的,而电流补偿网络的输出电压确实增加的;而当功率开关管导通时,电感电流是上升的,电流补偿网络输出电压是下降的。当Vca=Vr时,功率开关管关断。 那么,在模拟控制系统中,平均电流控制模式两个环路该如何设计? 如果两个环路必须优化到最佳以便获得快速响应,那么两个环路再斜率匹配的时候需要考虑它们的相互作用(至于斜率匹配的问题,后面会做介绍)。在双环系统中,它只有一个PWM发生器。电流误差放大器的输出端Vca实际上与两部分有关,一个是通过电流检测电路检测到的电感纹波电流;另外一个是电感电流流过电容ESR,然后经过电压误差放大器放大后的电压误差信号。这两个三角波同相,这就需要调节电流误差放大器和电压误差放大器的增益,使它们的输出信号的斜率与锯齿波的斜率匹配,但这有不同的方法实现这一目的。 在双环系统中,电流环的闭环增益是电压环的开环增益的一部分。电流环的穿越频率之后会增加一个斜率为-1的极点到电压环。所以,为了减小这种相互作用,最好让电压环的穿越频率低于电流环的穿越频率。
下面是平均电流模式控制最佳误差放大器增益波形:
在这个图中,如果增加电流补偿网络的增益,则会出现两种情况: 1.电流补偿网络输出电压Vca的最大值将超过锯齿波的峰值Vr(一般在模拟控制中,锯齿波的峰值Vr是其内部误差放大器的最大输出电压值),则放大器进入饱和工作状态,最大输出电压被钳位,由于内部误差放大器和外围电路组成了一个积分器,这个时候会出现阻塞现象。发生阻塞现象后,即使输入信号消失,误差放大器的输出电压也保持其最大值;(可以理解为积分器退饱和的问题) 2.即使没有出现阻塞现象,在功率开关管关断期间,电流补偿网络输出电压的波形将不会与锯齿波相交,这样就会导致次谐波瞬态不稳定。 在平均电流控制模式中,为了避免上述问题的发生,必须要求PWM比较器的两个输入信号的斜率满足:对于单极点系统,被放大的电感电流的下降斜率不能超过锯齿波的上升斜率,否则PWM比较器将不能正常工作。这个标准直接给出了电流补偿网络在开关频率处增益的上限值,并间接地给出了开环传递函数的穿越频率fc。通过这个标准在求取电流补偿网络在开关频率处的最大增益Gmax,可以得到平均电流模式控制的开关系统,它的电流控制环的控制对象是一个积分环节或近似积分环节,可以把它称为积分型控制对象。这样我们就可以采用一个简单的单零点-单极点网络进行补偿就可以了。 在平均电流模式控制中,斜率匹配问题是一个大信号问题。所以在设计平均电流模式的电流环时,应采用大信号设计。在系统设计时,大多数人们更多注意的是系统的小信号稳定性问题,而忽略了大信号稳定性问题。当斜率相同时,峰值也一定相同。这样,扰动在一个开关周期内就被消除掉。 下面是双环控制的框图:
下面是 逐周期控制的双环。在常规实施中,电流和电压环在其单独的 ISR 中独立运行,为了防止电压环和电流环内部产生振荡,电流环的执行必须要在电压环执行完之后再进行。通过相同的采样频率执行两个环路来进行调整/对齐两个环路的带宽,但是会显著减小电压环的增益(前面有介绍,电流闭环作为电压开环的一部分,会在电流环穿越频率之后带来-1斜率的极点),这时电压回路处于过阻尼系统,可以防止其产生突然的跳跃,工作特性都还好。但是由于每个周期中执行两个环路,会导致CPU的负载比较高,限制了开关频率的提高。
频率高的情况下,不一定每个周期都可以执行完两个环路,电压环隔周期进行ISR执行,但是电感电流每个周期都采样,电压环执行完再去调用电流环的执行。
在MCU进行数字控制,由于资源受限制,就不得不考虑环路的计算频率。【计算频率快和慢的好处和坏处】 计算中断频率应该是考虑上面所说因素后的一个折中,一般我们可以选取在大于环路带宽10倍,小于“环路响应延时+AD采样转换时间”的倒数,然后在能够保证中断代码在一个周期内执行完的基础上越高越好。 除了计算频率,还要考虑ADC的采样频率以及采样时刻。 (1)AD采样频率选择 在数字控制中一般AD采样频率等于环路计算的频率,当然也可以大于环路计算频率,小于环路计算频率的话就会使得过高的计算频率没有必要。 (2)采样时刻 一般数字控制中希望反馈量能够在环路计算要用到时刚刚采样完,使得环路的相位延迟尽可能小,同时希望AD采样转换的时间能够包含在环路计算周期里面,这也是为了减小相位延迟。当然,这并不是必须的, 最后做一下总结,关于平均电流控制模式的优缺点: 优点: •平均电感电流能够高精确地跟踪电流编程信号
•不需要斜坡补偿,通过调节误差放大器增益,自动实现斜率匹配
•固定锯齿波比较,能很好的避免电流误差电平的干扰,具有优越的电路抗噪声性能
缺点: •开关频率f_s处的增益受到限制
•平均电流双环放大器带宽、增益等参数的配合设计调试相对复杂
增益受到限制主要是满足斜率匹配的问题,这个准则限制了电流误差放大器在开关频率处的最大增益,也间接地设置了最大电流环增益的穿越频率。这是优化平均电流模式控制环路设计首先需要考虑的地方。
|
|
|
| | | | | 楼主的案例和经验之谈非常到位,特别是楼主能将各种波形图以及参数变量详细罗列出来,极具学习和借鉴意义!
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 嗯,我在电子星球有写专题,你可以去查一下,也是这个ID。
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | 目前手工焊接了几块,没有批量打样,如果需要,可以私信我。
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|