 |  | | | | 你首先要了解PI控制的原理；你可以这么去理解，假如输入A跟输出B有某种单调的关系，通过PI控制就能确定A与B的关系（有可能是一元方程也有可能是多元方程）；即B=A（PI）；清楚了这层关系，你就可以知道为什么电压外环输出是电流内环的给定了！
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| | | | | 您可以理解它为一个压控电流源，外环输出电压控制内环的电流。
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|  | | | | 既想控制系统的输出电压，又想控制系统的输出电流，那么必然不能同时控制，否则负载一变两者就会冲突
那么就让二者响应一快一慢，可以理解为调幅（AM）模式的载波和包络，快的就是内环、是载波，慢的就是外环、是包络
如果是稳压均流就是电压内环、电流外环；PFC就是电流内环、电压外环
内环需要快速响应，穿越频率最好高于外环的100倍及以上、避免冲突：
对于PFC就是电流及时跟随输入电压，在较长的时间内不出现太大的电压波动
对于均流电路就是电压输出实时稳压，在较长的时间内不出现太大的电流偏差
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| |  | | | | | | | 也满足奈奎斯特原理吗？
我做PFC和均流电路都是拉的距离很大，尤其是PFC，实测电流环穿越频率越高，THD越小，难道还有其他因素被我忽略了？
大师有详细讲解的资料链接么？
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| | | | | | | | | | | 电流环穿越频率越高，电流跟踪能力越强，所以THD指标会更好。当然影响THD指标的很重要一个指标是过零畸变，如果可以处理好，那么THD至少可以做到3%一下（39次谐波）。
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| | | | | | | | | | | PFC的话，实在不用考虑两环间的频宽关系了，因为外环以Hz计，内环以KHz计，完全符合Cascade Control 的要求，即外环输出（内环的setpoint）对内环来说已是看做相对恒定的了。
18楼网友已解释了THD的问题，内环需要足够的 gain 和 bandwidth, 对应尤其是zero-crossing处的高谐波。
PFC_22.pdf
(112.55 KB, 下载次数: 25)
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| | | | | | | | | | | | | 请教下，我不太懂环路仿真穿越频率这些，我调试环路都是凭经验去试，请问你们说的穿越频率高于外环100倍，这个在环路的比例系数和积分系数上大概是什么关系？比如多少倍？
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| | | | | | | | | | | | | | | 总之设计参数就是让电压环的带宽要足够低，让电流环的带宽要尽量高，当然，电流环的增益不能太大。 |
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| | | | | | | 请教下，调试光伏逆变器，前级boost升压，后级逆变，现在直流母线电压稳不住，要么是前级升的太快过压了，要么是后级降得太快使得母线电压直接降到PV输入电压了，我暂时没有并网调试，用的3个电阻（12欧姆，2500W）调试的，请问会是什么原因，或者该怎么调试？给一些方向上的指导，谢谢。
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| | | | | | | 请教下，我不太懂环路仿真穿越频率这些，我调试环路都是凭经验去试，请问你们说的穿越频率高于外环100倍，这个在环路的比例系数和积分系数上大概是什么关系？比如多少倍？
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| | | | | | | | | 这个是针对Boost拓扑结构，输出电流与输出二极管平均电流相等，在MOSFET关断传能。 |
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| | | | | | | | | | | 我也猜您是Boost的意思，但这样导出vo^似乎有问题。视频是兄台的制作？
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| | | | | | | | | | | | | | | 视频制作得不错。
首先Boost电流平均值 io=(1-d)*iL ，可知小信号io^是=(1-D)*iL^-IL*d^，所以您的原式子是不对的。
其实可以用Gvi(s)=vo^/iL^ 来连接vo^和iL^，Gvi(s)就是 Gvd/Gid 。
如果是Buck，io^=iL^（如上图），如您说的方法，vo^=iL^*Zo 是可以的。（这里的Zo不是常规定义的输出阻抗Zo）
一般做法，是抽出d^，接Gvd 成 vo^ 。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 或者采用这种模式，Z(s)是电感电流对输出电压的阻抗。谢谢！
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