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2269是通过PWM控制原边MOS,使得副边输出Vout稳定的、而且可调,(想办法)也可以实现原边控制。
意思是:2269(通过原边MOS)控制了Vout,就无法分心再(通过副边MOS)去控制Vo。一芯不可二用的意思
意思是:要通过副边MOS去控制Vo,就不能指望原边的2269,要另想办法,比如齐纳(不可调),或者三极管(可调),一芯一意的意思
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| | | | | | | 感谢李版回复,这个电路其实已经使用的,现在市面卖的那种低端的稳压电源,仪器电源那种,大部分就是这种控制方案,原来的功率部分线性稳压换成了反激开关电源,重量和成本大为降低,采用单片机实现恒压与恒流,Q1就是输出按钮按下导通,接线端子就会有电压输出了,门极的控制信号从两个运放端输出,分别是恒压与恒流的控制信号 输出时vds压差一直稳定在2.5V压差 现在对这个的控制比较困惑,因为就有一条途径实现原边控制(光耦),电压电流采样也在vo端。
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| | | | | | | | | 还是不明白你想干什么,
这么说吧,假设上图2269已经把Vout控制住了,可以恒压15V,,可以恒流2A,功率30W可调。
现在你想怎么弄 Vo?为啥要弄个 Vo?
想一直稳定在2.5V压差很容易,不用MOS,用2.5V的齐纳二极管就可以了
你实在想用MOS关断输出Vo,这样即可,而且仍然是恒定压差(大约3V):
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| | | | | | | | | | | 怪我没有说清楚,这是一台稳压电源,就是实验室那种稳压电源,输出电压0~30V 可调,输出电流最大3A 电流电压可以通过控制面板设定 这是这台电源的稳压电路 后面的电压电流采样就是用的358那种普通方案,现在只有运放输出端控制Q1的门极 恒流控制和恒压控制 运放的输入端分别是单片机设定的电压基准信号和电流信号 和实际输出的采样信号 别的就没有控制点了 ,现在就是不明白怎么控制的光耦电流。 例如分析一下 如果输出电压上升 光耦如何通过反馈使原边占空比减小来实现负反馈
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| | | | | | | | | | | 这个2.5V不是我必须要的,而是现在的产品实物就是这个电压 ,现在就不清楚这个控制思路
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| | | | | | | | | | | 这个mos控制的信号的地就是Vo+ 就是运放的地就是 Vo+
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| | | | | | | | | | | | | 不在一个频道,实在理解不了你想干啥,总之你要明白,2269只能控制原边的MOS和输出电压Vout,不能控制副边的MOS。自己看着办吧。
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| | | | | | | | | | | | | | | ,我把李版都弄懵了,罪过罪过!如你所说,现在抛开Q1不讲,或者假设它没有只是一个单纯的开关,哪那光耦与三极管是如何工作向原边IC反馈稳压的?原来一直是光耦与431那种配合那种,这个实在看不明白 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 它是这样的:
它与431的接法一样,工作原理也一样,也可以增加环路补偿。不同的是,431的基准是2.5V,很准(1%),三极管的基准是0.7V,(温度和离散引起的)误差很大(>10%),所以几乎没人这样干。
但有人如右图那样干,配合得当精度<2.5%,但环路补偿要另想办法。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感觉有点理解了,谢谢李版讲解,我现在就在你的基础上再设想一下,你看看从逻辑上是否说的通:Q1工作在线性区,可以看作是一个可调的三端稳压器,这也能解释为什么存在一个2.5的压差,稳压器Q1只能控制输出电压Vo,输入是不能控制的,控制方式是改变Q1 的Vgs的电压, 再来看Q2 Q2也可以看作一个稳压,稳得是Q1两端的压差不要太大,稳压的同时控制了原边光耦电流和Q1输入电压,当然其主要目的都是控制光耦电流
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| | | | | Q1等效可变电阻
Q2是放大电路,等效431电路
Q1不通时,等效次级开路,此时次级无反馈信号,初级FB触发OVP保护
个人感觉:PD充电器改变输出电压时,通常是将Q1串在输出电压采样电路中······,不知你这种接法有什么好处?
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| | | | | | | 是的,Q1工作在可变电阻区,应该是通过门极控制信号使ds压差稳定在2.5V,ob2269看说明书可以工作在开环状态,一直处于打嗝状态。实际测量也是 这个电路不是我原创的,是发现一款产品就是这么使用的。 Q2工作过程能否分析一下?谢谢!!
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| | | | | | | | | 输出V0,开关电源输出V
那么输出功率=V0 x I, 而MOS管上的损耗为(V - V0)x I,为降低损耗V与V0差值最好是2-3V。
所以这个电路的目前是控制线性功率MOS管上的压降为2-3V之间。
回答你要问的问题:压差超过2V时,光耦开始有输出,压差越大光耦上电流越大,也就越大程序降低初级端电流,从而限制压差继续上升,反之加大压差。
上面就是光耦电流越大时原边电流越小,实际上为次级端控制,因为你的标题,李版误以为原边控制。
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| | | | | | | | | | | 是的,就是这么控制的,ob2260就是靠光耦导通量来控制的占空比输出,光耦发光二极管电流越大,就会将原边fb电压拉的越低,占空比越小,输出电压降低。
现在这个2~3v的压降是怎么控制的?靠Vgs 还是这几个元件,三极管光耦电阻,稳态输出空载的时候 R1大约1V压降 光耦二极管1.2V 大部分电压降都在三极管Vce上面
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| | | | | 这个电路省略了参考电压和误差取样电压电路和误差放大电路。误差取样电压可以是来自于输出电压或者输出电流,所以不容易理解。
MOSFET Q1的G脚就是误差放大电路的输出。Q1和Q2配合完成误差放大电路输出到光耦的反馈线性控制。
Q1的VDS=2.5V左右,这个是由R1,R2,R3,光耦VF(1.2V左右),Q2 Veb(0.6V左右)共同分压决定的。稳态时,就一直工作在这种线性状态。
估计是为了输出电压可以实现0V,所以加了Q1这个串联MOSFET,人为产生了2.5V左右的电压降,在最终输出0V 0功率附近时,反激电路的输出并不是0V 0功率,仍可以精确控制输出。
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| | | | | | | 是的,为了实现0V起调才增加的Q1 而且成本一下增加不少,用的to247封装的大电流mos ,控制G极的信号是恒流与恒压的两路信号,cv与cc自动切换 根据设定的电压电流切换。 电压电流取样都在Vo处,也就是在光耦后端。
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| | | | | | | | | 反激是可以从零起调的,增加线性MOS是提高输出性能,如低输出纹波,更好的恒流能力。
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