牛人整理的反激变压器计算经典及思考

本文结合具体例子，在经典书籍基础上，提供了更简洁明了的反激变压器设计方法。并对较难理解部分做了详细解释。
一、设计初始条件：
输入电压范围：AC 85-265V
输出电压和电流见下表：（最大输出功率50W，最大输入功率不大于75W）
项目特色：低成本、高交叉调整率。实现该特色关键在于反激变压器设计。在开关管开通时，原边电流不断上升，在Ton结束时至峰值Ip，这个Ip在开关断开的瞬间，会被传递到副边。最初传递到副边的电流在副边的分配原则是：大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，它的峰值就会很高。调试中通过对该路增加副边小电感来控制开关关断期间副边调整率的变化率，从而实现了较高的交叉调整率。
变压器设计参数：
设计前先要确定参数：磁芯，预设频率，最大占空比，输入输出参数，预估效率（用于估算输入平均电流），设计中参数初选如下：
磁芯采用NICERA FEER-28L(详细选择步骤参见, f＝90kHz，Dmax＝0.45，最小输入电压Vin＝110V，输出折合到5V电流10A，效率η＝75％。
计算变压器，一般选择最低的交流输入电压，最大的输出功率做为工作点，这个是最苛刻的一个点，原因见后面分析A1。
设计步骤：
1，根据法拉第定律，计算最低输入电压，最大负载条件的原边乍数：Np＝Vs*Ton/(△Bac*Ae).
△Bac=kBs(k=0.6～0.8).
在此取k＝0.6，Vs＝110V，ton＝5μS，△Bac＝0.37mT，Ae＝87mm2。
代入得到Np＝28.1，取28。
2, 根据输出输入电压计算副边乍数：Ns:Np＝Vo（1-D）/〔Vp*D〕。
在此，Np=28，Vo=6.3V，D＝0.45，Vp＝110V，
代入得：Ns＝1.96。考虑实际线路中，＋12V线圈接于5V整流管后，为方便调试，实际变压器取了3乍。也就是Dmax大概为0.36。副边伏秒值减小，增加了电能传输时间，利于变压器工作。
3, 确定开关开通工作时，直流成分Idc和交流成分Iac的大小，Idc和Iac的确定。通过调节气隙大小来实现。选定原则：变压器磁通在满足△Bac+△Bdc <Bs，取Iac较小值，保证较小损耗的正常工作。
该步骤在具体设计时，可以先大致估算一下直流交流成分比例，根据输入功率计算平均输入电流，并根据占空比计算开关开通时的平均电流，然后由直流交流比算出原边电感Lp。在绕制变压器时，调节气隙，调节原边电感值为Lp。
Idc/Iac＝k比值选取，根据输入范围大小选取。输入范围较大，k可取的大一些，0.8-1.2；输入范围小，则可取的小一些，0.4-0.8。
此时取k＝1，
110V输入时，此时平均电流：Is＝75/110＝0.68A，
开关开通时间平均电流：Ion＝（IsxTs）/ton＝1.98A，
由图c，易得Idc＝Iac＝2/3*Ion＝1.32A，
原边电感，Lp＝(VsX△t)/Iac＝316μH。
Lg＝μ0*Np2*Ae/Lp=4π* 10-7*282*87/316＝0.27mm，
实际取0.3mm，
换算实际Lp＝285μH，Iac＝1.46A，Idc＝1.25A。
验算△Bac+△Bdc <Bs，
△Bac＝Vs*ton/（Np*Ae）＝110*3.8μS/（28*87）＝171mT；
△Bdc＝μH＝μ0*Np*Idc/Lg＝4π* 10-7*28*1.25/0.3＝146mT
△Bac+△Bdc＝171+146＝317mT<370mT。

4，其余各绕组乍数确定
在实际线路中，5V和12V接法如图，减少了5V二极管压降对12V的影响，提高了交叉调整率。
12V按副边电压计算乍比，设计为：4。－12V采用了二次线性稳压，采用8乍，供电绕组也是8乍。

交叉调整率的调试
通过在副边增加小电感Lg1，Lg2来控制开关关断初期，副边绕组电流的分配。如下图。

Lg1，Lg2具体电感值可参考以下式子：
以上总结了反激多路输出变压器设计要点：
1、确定原边直流、交流峰值比，此值决定开关电源工作模式（DCM，CCM）。
2、 通过增加小电感，改善反激多路输出交叉调整率的方法。
综上所述：最大占空比Dmax（或者乍比），△Bac（或者Np），Lg（或者Lp）是变压器的关键因素。他们决定了变压器的主要参数：
Dmax决定了乍比，在频率确定时，影响着伏秒值和能量传输时间，和Vds有直接关系；
△Bac，决定最小Np，在Np＝Vs*Ton/(△Bac*Ae)中，当△Bac＝Bs，得到的Np最小值，小于此值，就不能通过增大气隙使变压器远离饱和。
Lg（或者Lp），决定了Iac，由于变压器最大储能＝1/2LpI2，所以进而决定了变压器最大储能。