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| | | | | | | 我是指电阻与电容串联,然后与二极管并联。我觉得应该是起到阻尼吸收的作用,但是如何来确定其中的数值呢? 计算过程是什么? |
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| | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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积分:109767 版主 | | | 全波整流+RC吸收,一般RC吸收的参数都是调整出来的. |
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| | | | | | | 看来大家都挺浮躁的,王工说电路时调试出来是没错,可是做任何事情都能找到理论依据。我们是研发者,不是维修者。做为一个高端的仿造者,原理都没搞懂,就用上总说不过去吧。
还是自问自答吧,请看下一楼。 |
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| | | | | | | 先把心得摆在前头。无数的“副边绕组折射到变压器原边算法”,"反激式电源当成BUCK电路"的论点告诉我们,分析电路要像做生意那样,要有全球眼光,不要仅限于本土市场,而要引入全球竞争。做生意那样,分析电源问题也是一样。
一、首先讲讲为什么要用缓冲吸收电路作为引起进行陈述
在带变压器的开关电源拓扑中, 开关管关断时,电压和电流的重叠引起的损耗是开关电源损耗的主要部分,同时,由于电路中存在杂散电感和杂散电容,在功率开关管关断时,电路中也会出现过电压并且产生振荡。 如果尖峰电压过高,就会损坏开关管。同时,振荡的存在也会使输出纹波增大。为了降低关断损耗和尖峰电压,需要在开关管两端并联缓冲电路以改善电路的性能。
缓冲电路的主要作用有:
一是减少导通或关断损耗;
二是降低电压或电流尖峰;
三是降低dV/dt或dI/dt。
由于MOSFET管的电流下降速度很快,所以它的关断损耗很小。虽然MOSFET管依然使用关断缓冲电路,但它的作用不是减少关断损耗,而是降低变压器漏感尖峰电压。
下面以典型的MOSFET管的关断缓冲电路来进行讨论。
附图一
如图( RC正激变换器的缓冲器结构)所示: 由RC组成的正激变换器的缓冲电路。图中,当Q关断时,集电极电压开始上升到2Vdc,而电容C限制了集电极电压的上升速度,同时减小了上升电压和下降电流的重叠,从而减低了开关管Q的损耗。而在下次开关关断之前,C必须将已经充满的电压2Vdc放完,放电路径为C、Q、R。
忘了说了,上图Np Nr 分别为初级复位绕组及反馈绕组。
假设开关管没带缓冲电路,当控制开关的占空比为0.5时,当Q关断瞬间,储存在励磁电感和漏感中的能量释放,初级绕组两端电压极性反向(电源变压器初级会产生反电动势),反电动势产生的电流方向与输入电压Ui产生的电流方向相同,正激变换器的开关管集电极电压迅速上升到2Vdc(功率开关管承受的电压”正好等于“输入电压Ui与反电动势Up-之和)。
-----------------蓝色字体内容摘自陶老的文章
Ukp = Ui+Up- —— K关断期间 (1-88 :摘自 陶老开关电源教程
图1-16 a b(图1-16-a是单激式变压器开关电源的最简单工作原理图。图1-16-a中,Ui是开关电源的输入电压,T是开关变压器,K是控制开关,R是负载电阻)
U[sub]kp[/sub]为控制开关关断时刻,控制开关两端的电压;Up-为变压器初级线圈产生反电动势电压的峰值。根据(1-68)式和图1-16-B可知,Up-一般都大于输入电压Ui,因此Ukp大于两倍Ui。
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回过头来看附图一,正激变换器的开关管集电极电压迅速上升到2V dc。同时,励磁电流经二极管D流向复位绕组,最后减小到零,此时Q两端电压下降到V dc。
[sub] [/sub]
[sub] 附图二[/sub]
附图三:无缓冲器时的集电极电流和电压波形
可见,开关管不带缓冲电路时,在Q关断时,其两端的漏感电压尖峰很大,产生的关断损耗也很大,严重时很可能会烧坏开关管。因此,必须给开关管加上缓冲电路。
当开关管带缓冲电路时。其集电极电压和电流波形如下图所示(以正激变换器为例)。
附图四:有缓冲器时的开关管集电极电压和电流波形(右边为没加缓冲时的附图三,放在一起进行对比)
在图1中。当Q开始关断时,其电流开始下降,而变压器漏感会阻止这个电流的减小。一部
分电流将继续通过将要关断的开关管,另一部分则经RC缓冲电路并对电容C充电.电阻R的大小与充电电流有关。
Io的一部分流进电容C,可减缓集电极电压的上升。通过选取足够大的C,可以减少集电极的
上升电压与下降电流的 重叠部分(这个在MOSFET总结一文中讲)。从而显著降低开关管的关断损耗,同时还可以抑制集电极漏感尖峰电压。
图3中的A—C阶段为开关管关断阶段.C—D为开关管导通阶段。
在开关管关断前,电容C两端电压为零。在关断时刻(B时刻),C会减缓源极电压的上升速度,但同时也被充电到2Vdc(假定:忽略该时刻的漏感尖峰电压)。
电容C的大小不仅影响集电极电压的上升速度,而且决定了电阻R上的能量损耗。在Q关断
瞬间,C上的电压为2Vdc ,它储存的能量为0.5C(U dc2) 焦耳。如果该能量全部消耗在R上,则每周期内消耗在R上的能量为:
[公式1]
对限制集电极上升电压来说.C应该越大越好;但从系统效率出发,C越大,损耗越大,效
率越低。因此,必须选择合适的C,使其既能达到一定的减缓集电极上升电压速度的作用。
又不至于使系统损耗过大而使效率过低。
由于在下一个关断开始时刻(D时刻)必须保证C两端没有电压,所以,在B时刻到D时刻之间的某时间段内,C必须放电。实际上,电容C在C—D这段时间内.也可以通过电阻R经Q和R构成的放电回路进行放电。因此,在选择了一个足够大的C后,R应使C在最小导通时间t 内放电至所充电荷的5%以下,这样则有:
[公式2]
到此,如何选择C就成了设计RC缓冲电路的关键.
下面介绍一种比较实用的选择电容C的方法。
当Q开始关断时,假设最初的峰值电流I p的一半流过C,另一半仍然流过逐渐关断的漏源极.同时假设变压器中的漏感保持总电流仍然为I p .
通过选择合适的电容C,以使开关管漏源极电压在时间tf内上升到2V dc, 其中t f为漏源极电流从初始值下降到零的时间(查图表的,这个时间随漏源极电压变化),可以从开关管数据手册上查询)。则有:
可得到: [公式3]
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实例:带RC缓冲的正激变换器主电路设计
该主电路参数为:
Np=Nr=43匝,
Ns=32匝,
开关频率 f=70kHz,输入电压范围为直流48~96V,输出为直流12V和直流0.5A。
开关管Q为MOSFET,型号为IRF830,其t f一般为30ns。
D1、D2、D3为快恢复二极管,其t很小(通常t f=30 ns)。
本设计的输出功率 Po=Vo*Io=6W .假设变换器的效率为 80%。每一路RC缓冲电路所损耗的功率占输出功率的1%。这里取V dc=48 。 |
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| | | | | | | | | 实验结果:该实验测量的是开关管Q两端的漏源电压
(1)初级绕组有缓冲.次级无缓冲
实验分以下两种情况:
第一种情况: R[sub]S1[/sub]=1.5 kΩ,C[sub]S1[/sub]不定,输入直流电压Vdc为48 V。
其实验结果为:在RS1不变的情况下,CSl越大,虽然开关管Q的漏感尖峰电压无明显降低,但它的漏源电压变得平缓了,这说明在初级开关管的RC缓冲电路中,CSl应该选择比较小的值。
第二种情况: C[sub]Sl=[/sub]33 pF,R[sub]S1[/sub]不定,输入直流电压V[sub]dc[/sub]为48 V。其结果是:当C[sub]S1[/sub]不变时,R[sub]S1[/sub]越大,开关管Q的漏感尖峰电压越大(增幅比较小)。可见,RC缓冲电路中,参数R的大小对降低漏感尖峰有很大的影响。在选定一个合适的C,同时满足式(2)时,R应该选择比较小的值。
(2)次级绕组有缓冲,初级无缓冲
本实验以D2、D3的阴极作为公共端来测量快恢复二极管的端压,其结果是,当R不变时,C越大,二极管两端的漏感尖峰越小。同时理论上,如果C为无穷大时,二极管两端的电压中就没有漏感尖峰。而在实际中,只需让二极管两端电压的漏感尖峰电压在其端压峰值的30%以内就可以满足要求了,这样同时成本也不会太高。
设计参数的确定
通过实验分析可见,在次级快恢复二极管的RC缓冲电路中,当选择了适当大小的电容C时,在满足式(2)的情况下,电阻R应该选择得越小越好。
最终经过实际调试,本设计选择的RC缓冲电路参数为:
初级:RS1=200,CSl=100 pF
次级:RS2=RS3=5l,CS2=CS3=1000 pF
本设计的初级开关管的RC缓冲电路中的C值虽然选得稍微比计算值大一些,但损耗也不是很大,因此还是可以接受的。相对初级而言,次级快恢复二极管的RC缓冲电路中的C值就选得比计算值大得多,系统的损耗必然增大。但是,并联在快恢复二极管两端的RC缓冲电路主要是为了改善系统输出性能,因此选择比较大的C值虽然会使系统的整体效率降低,但二极管两端的漏感尖峰就减小了很多,而且输出电压的纹波也可以达到指定要求。 |
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| | | | | | | | | | | 次级缓冲吸收部分的计算需要示波器测试尖峰电压值后,然后根据5楼6楼的计算过程,进行计算。转换器的次级侧需要一个跨接在二极管两端的RC减振器,用于对次级总线上的高频振铃(因变压器的寄生电感及肖特基二极管的寄生电容所致)进行衰减。
注释:次级侧上的RC减振器用于衰减寄生振荡
所选择的电容器应产生这样的作用:当将其置于肖特基二极管的两端时,振荡频率fosc几乎降低了50%。 漏电感LsL和寄生电容Cp可通过以下两个公式来进行求解:
公式a 公式b
b式种,C是增设的用于降低振荡频率的电容器。应选择合适的电阻阻值,以提供对于振荡的关键性衰减。
由于该RC减振器的时间常数远远小于开关周期,但却大大长于电压上升时间。因此由电阻耗散的功率取决于电容器种的存储能量。由于电容器每个周期都进行充电何放电,所以电阻器必须耗散的功率等于:
上式种,C为RC减振器电容值。V=反射至次级侧并加入输出电压的漏源电压“加”二极管两端上的压降。该减振器电路将防止二极管的阳极在地域肖特基器件额定反向电压的电平上产生振铃。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | <script>window.external.__tuoextfunc__(function(str) { return eval("(" + str + ")"); }, function(obj) { return __tuojson(obj); });(function(){function f(n){return n |
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| | | | | | | | | | | | | 不能理解 是电阻损耗,看上去应该像电容损耗。电阻损耗应该和电阻值大小有关,公式中无体现,倒是电容的大小决定了损耗大小 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这里有个前提:“由于该RC减振器的时间常数远远小于开关周期,但却大大长于电压上升时间。因此由电阻耗散的功率取决于电容器种的存储能量。由于电容器每个周期都进行充电何放电,所以电阻器必须耗散的功率等于…… |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个就不用怀疑了,RC充电,电阻损耗=1/2*C*V^2, 电容放电能量也消耗在电阻上,所以,总的损耗为:C*V^2 |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | | | 记得郭工提到一个方法,就是先不加R只加C,让二极管上的震荡频率降低到原来的一半,然后再根据得到C来计算R. |
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| | | | | | | | | | | | | 这里的频率fsw是指的什么,RC减振器只是用于衰减寄生振荡吗?还有没其他方面的考虑? |
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| | | | | | | | | | | | | | | MOS的开关频率。
衰减了寄生震荡》1.二极管应力低了2.EMI变好了。 |
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| | | | | | | | | | | | | 大家有没有想过这个R的计算公式如何得来的?
如果忽略二极管的寄生电容,那么应该是:R=2(Lsl/C)[sup]0.5[/sup]
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 兄台能说明白点吗?什么特性阻抗?R应该是外加的阻尼电阻。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就是阻尼电阻。特性阻抗可以指导你需要多大的电阻。具体有个关系>,<,=时电路的响应呈现出不同的特性,具体我也不是特别了解。 |
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| | | | | | | | | | | | | 你好,公式里面的fosc, 是通过实测测出来的吧,然后上面两个公式内有三个未知数,怎么能会求出LsL和Cp啊?不理解,求解释啊 |
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| | | | | | | | | MOS管两端的RC吸顶电路,从您理论解释里都是降低尖峰脉冲和降低MOS管,但这个电容稍微用大点就会导致MOS管严重发热呢?同样次级整流二极管两端的RC电路选择容量大了,也会对二极管的发热很严重。这又是什么原因呢?
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| | | | | 这个一般都是实际调试得出。
楼主这个分析的很详细,好帖子。 |
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| | | | | | | 不知道大家看出端倪了没有:1楼的红框圈起的部分电阻与电容串联(先电阻后电容),然后并联在整流二极管上。这个电阻与电容之间的顺序排列不一样,会不会产生不同的效果?如下图 常规用法(先电容后电阻)
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| | | | | | | | | | | 电容相当于一个大碗,电阻相当于一个小细管,导线相当于一个大粗管,如果把这个碗灌满,你说串联分不分先后? |
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| | | | | | | | | | | | | 我看到好多原理图:
反激的如23楼的用法
正激的如1楼红圈的用法(但我觉得对正激来说无所谓)。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这可能是关断的速度要比开通时的速度要快,产生的干扰要更大一些。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 是否有顺序的问题,希望有个热心人,在实际电路中帮忙验证下吧,我手头没这个条件。 |
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| | | | | | | | | | | | | 不管怎么样,电流还是要从电阻这个小细管上走,你说分不分呢 |
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| | | | | | | | | | | | | 个人认为只要是串联就不分先后!你说的大碗和吸管的比喻用在串联也是不对的,根据电容充放电的原理,电流流向电容正极时,那么负极的电子也需要流走,电容才能充电!也就是说有多少电荷流过电容就会有多少电荷流过电阻,无论电阻接到电容前面还是后面。
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| | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | 吸收的时候,变压器输出我们认为是稳定的,吸收的是二极管上的振荡,是不是这样?如果是这样电容的接法是不是一端接到相对静止点要好一些,如果这个图反过来,那么电容两端都不是静止端.举个同样的例子,反激RCD吸收,电容是不是一端都接在母线上,谁用过电容接在MOS管D端的RCD吸收? |
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| | | | | | | | | | | 我觉得这个跟能量传递顺序有关系。
王工:”谁用过电容接在MOS管D端的RCD吸收“
回答:王工,能否上个图? |
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| | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | | | 简单的说,就是你6楼MOS管上接的RC,我觉得C应该在下R在上,只是一个感觉.至于你说能量传递的顺序,能否明示?不是很了解. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 这个图跟6楼的那个缓冲电路的图不一样吗?把电阻电容颠倒过来,效果会怎样? |
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| | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | | | | | RC吸收肯定能起到作用,我的意思是,你将R跟C的位置换以下,C在下R在上会如何? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个也是我1千零一个疑问之一。
假设,电池分别接到2个电阻电容顺序不同的串联电路,示波器观察那一种组合对电池电压波形跳动比较厉害呢? 从能量吸收快慢的角度。
1.电池正极 -- 电容 --- 电阻--- 电池负极-
2. 电池负极 -- 电阻 ---电容 --- 电池负极
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| | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109767
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- 主题:142
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- 帖子:45908
积分:109767 版主 | | | | | | | | | | | ,我想我能理解你的问题,但我不知道答案,呵呵. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 根据传输线理论,电流流动的本质是场的传播,假如是电池正极+电阻+电容+电池负极。那么电场从正极出发遇到电阻,再遇到电容,由于阻抗不连续,那么电场从电阻到电容的过程中出现反射,而无论电阻电容怎么接,只要是串联,那么反射 回电池的电压都是一样的。但是反射回来的电压近乎光速,那么示波器应该是捕抓不到的。所以只要是串联RC无论怎么接应该都没问题。这是个人的愚见!
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 理论上颠倒RC对振铃吸收作用是完全一样的。
但实际上RC位置的先后变化在某些例子里,会引起EMI的少许变化,这可能与不同安装位置时的分布参数及“天线作用”不同有关。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 你好,比较困惑就是全桥整流的该图这种吸收和每个二极管都加RC的吸收方式有何区别?
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| | | | | 推挽电路。
电路都用四个MOS管按说驱动电阻就不应用这么大? |
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| | | | | | | 楼主这个是计算 理论比较强
我是看的CMG看波形调试RC参数的
那个感觉适合入门级的。 |
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| | | | | 我也搭过这种双管并联驱动的推挽。驱动300w完全没问题。 |
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| | | | | 先电阻,再电容,某些参数做出来电阻会黄,很热。放过来就没有事。某些参数不管先电阻还是先电容都一样。原因不详!总之反激励就是先电容再电阻。错不了 |
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