晒晒我做的RCC正反激电源

这是一个48V蓄电池充电器电路，输出为59V1.8A，其效率要比一般3842反激电源高，可以无散热器工作，成本比3842反激电源要低。原理图如下，220V输入整流滤波部分和充电控制部分就不贴出来了，和一般的充电器一样。

初级是一个经典的MOS RCC电路，峰值电流控制模式，其工作原理和过程不在复述。次级看起来很像一个倍压整流电路，也可以这样认为，变压器的正激电压和反激电压累加起来合成了输出电压。开关管导通时，变压器的漏感充当了正激变换器的电感，但漏感一般都会比较小，这时，流过C4的电流和一般正激不一样，不是一个锯齿波，而是漏感和C4谐振的正弦波的一部分，这个地方的最佳工作状态是满载时开关管的导通脉宽内，正激电流刚好谐振半个周期，正激电流变为0，和同状态的反激电源相比，开关管关断时电流峰值降低了不少，最大可以达到一半。开关管导通时，变压器也在储通，和普通的RCC电源一样，反激电流和普通的反激电源一样是一个锯齿波，实际上流过变压器初级和开关管上的电流是正激电流和反激电流的和。
开关管关断时，变压器的储能叠加上C4上的正激电压，通过D5输出。由于变压器的漏感一般很小，C4会比较大，C4上的电压变化很小，变压器的次级电流可以认为是线性减至0的，计算时可以按RCC反激电源一样处理。
下面有三张波形图是在输出为59V1.8A输入电压约为190VAC时实测的波形，1通道是电流采样电阻R11（0.24欧）上的波形，2通道是A点的波形，两通道都有10倍的衰减速。由A点可以知道开关管漏极的波形，本人没有高压探头，暂时无法测量开关管漏极的波形。照片是手机拍照的，质量较差，大伙凑合着看。

第1张是用数字模式抓到的一个比较典型的波形。
第2张是用模拟模式测到的波形
第3张是波形的包络。
由于初级电容较小，初级100Hz的纹波比较大，导致波形抖在+300点电压比较低的时候，变压器已经有一点饱和了，在电流波形尾部有所表现。

由于本人财力有限，电源是用一块坏掉的3842做的充电器的基础上制作的，开关管是10N60，变压器是PQ3225自己拆下来改绕了一下，整流管D5、D8是SB5100，开关管和整流管均没有加散热器，整流管的脚没有剪短，正式做的话，可能需要一片比较小的散热片，或者是利用线路板敷铜镀锡来散热。
底下的大板是坏掉的充电器，充电控制部分还是好的，只用了这一部分电路，小板是半块某RCC电源的板子，初级部分的电路都在这里。变压器的出线头留的比较长，没有焊在腿上，直接焊在了板子上，开关管关断时的毛刺比较大，与此也有一定的关系。电源在满载工作30分钟后，开关管用手按在塑料部分上面可以忍受住，磁芯，线包，用手按住也可以忍受，整流管用手按住塑料部分只能坚持3秒左右，环境温度应该是30℃以上，没有温度表，测不出准确的温升，除整流管以外估计是在30℃左右，两个整流管40℃。本人财力有限，没有功率计，暂测不出输入功率，也无法给出效率。
电路的优点：
1．效率高，正反激共用一个磁芯，省掉部分铁损，次级线圈整个周期内都有电流流过，铜损要比一般的单端电源要好一些。假设同样输入输出的RCC反激电源和正反激电源，反激的初级电流为一锯齿波，正反激的初级电流为一个锯齿波和半个正弦波（假设工作在最佳状态），总的有效值一样，所以反激的电流高频分量应该大一些，由于高频电流的集肤效应，正反激初级的铜损会略低一点。开关管的开通损耗，对于工作在准谐振状态的RCC电源来说都比较小，正反激电流的锯齿波和正弦波的叠加，使开关管关断时的电流能降低不少，有效降低了开关损耗。
2．成本低，高的效率，散热方面可以节省比较可观的成本，初级的控制部分要比384x及外围电路便宜。
3．短路功耗非常低，见后面的分析。
缺点：
1．占空比范围有限。反激电压和正反激电压和的比例就是占空比D，正激电压比例比较小，电流峰值降低的比较小，效果不太明显，正激电压比例过大时，电流波形会出现零斜率或负斜率，使电流峰值控制模式失效。次级正反激电压为串联输出，电流相同，因此电压的比为功率的比，也是初级两个电流的比。所以，初级电流为(1-D)x+DSin(x)，其斜率为1-D+DCos(x)在x=π/2时取得最小值1-2D，也就是说，使用电流控制模式的话，最大占空比不能超过0.5。
2．启动问题。由于初始时C4上的电压为0，会使正激电流非常高，若是电流模式，脉宽会非常小，反激能量也就非常小，电源带载启动比较困难，本电源实测带电阻负载时无法启动。开关管会以非常低的频率动作，这个频率由R2，C7和输入电压决定。本电源R2为1M，C7为0.1u，开关管以几百Hz的频率动作，动作的脉宽也非常窄，功耗非常低。对蓄电池充电时，这个缺点就不是缺点了。
3．不太适合低电压输出应用。由于输出电流相当于流过了2个整流管，在本例中整流管最大反压为60V，实际选用了100V的肖特基，但整流管的损耗仍然比原3842电源的要小。原3842用了一只TO-220封装的400V快恢复管，加了比较大的散热器。
4．电容C4的问题。理想的状态应该是变压器的漏感和C4的谐振周期的一半刚好是开关管的最大开通脉宽。但是变压器的漏感的大小想精确控制比较困难，若谐振周期太短，将产生比较高的正激电流峰值，峰值过高的话，会产生电流负斜率，使电路无法正常工作或损坏。实际设计时，C4应该取的比理想值要大，这样做，降低峰值电流的效果有所下降，但能保证变压器漏感在一定范围内变化时，电路仍然能正常工作。另外，C4上的交流电流比较大，实际可能会选取耐压比工作电压高不少的电容来减少电容的发热量。
需要改进的地方：
1．电压模式。如果用电压模式来控制这个拓扑的话，可以解决带载开机无法启动的问题，但是，开机正激电流的冲击相当厉害，软启动可以防护开机时的冲击，但防护带载时市电瞬间断电时的冲击仍然比较困难，这束缚了这个拓扑的应用范围。
2．低电压应用。正激和反激并联输出，可以解决低电压应用时整流管损耗过大的问题，但这时正激电感只用漏感，电路恐怕会无法工作。必须要加一只电感，加电感后，电源的工作模式已经有比较大的变化了，而且和正激电源相比就没有什么优势了。但是在一些成本不太敏感，便是效率要求比较高的情况下，可以考虑同步整流面使正反激拓扑应用在低输出电压的电源上。