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变压器参数的优化

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晶纲禅诗
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  • 2009-7-26 08:51:52
当设计的第一台样机做成后,接下去的就是通过各种测试手段来判断与分析设计的效果了,其中变压器的实际性能如何,
该如何测量验证,该如何改进优化等等,是一个十分考量设计者设计制做水平的问题,希望大家都来交流一下自己的心得体会.
eric.wentx
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  • 2009-7-26 09:24:38
 
期望版主能继续下去,我现在遇到的问题就是这样的,样机(LED电源)能够将灯点亮了,但存在的问题当然还是很多,第一个就效率的问题,无疑我的首先怀疑对象就是放在变压器上了,至于其他EMI那些,因为现在可能不要考虑那么多,不过当然,变压器会是一直关注的重点对象.
对于变压器,我先扔几个问题期望大家能够给点提示:
1:各种绕法的影响,对效率,漏感,EMI等
2.材料的选择,用最少的钱得到最优的效果,性价比
3.变压器参数的具体测试
谢谢!
guoyufeng_zj
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  • 2012-7-17 09:14:15
 
留名学习
long223349
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  • 2014-11-2 23:06:03
 
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晶纲禅诗
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  • 2009-7-26 23:36:26
 
这个话题所函盖的范围内容可能有点太广了,所以只能分别举例,一个个讨论.
本来想先从固定工作频率下Np/Ns分别为12:4与18:6 匝数比相同,实际效果不同的具体实例说起,
但即然楼上朋友已有扔出了3个话题在先,那我们就先从绕法上先说起. 以一个半桥电路中的MOS管隔离驱动变压器为例,
输入输出匝数比为1,输入为1组15T,输出为2组15T,先用2组输出中间夹1组输入绕制,再用3组输入夹2组输出绕制,分别比较
两种绕法的输出波形,可以发现3夹2绕法的波形的上升与下降速度要快得多,原边到副边的漏感也要小不少,波形质量明显超
过2夹1绕法,同时死区振铃毛刺也大大减低. 可见不同绕法的性能差别是非常之大的. 当然绕法不仅仅是三明治,更有Z型,内外
层串联,多槽夹层.....等等.
cc0579
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助理工程师
  • 2010-6-12 11:46:47
 

我这个为半桥MOS输出的波形,波形噪声比较大,想请教各位有没有什么优化的办法。变压器Np/Ns为16:8
晶纲禅诗
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  • 2010-6-14 00:22:53
 
能上传绕制结构示意图及详细一点的电路图吗?
cyx7610
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  • 2015-12-9 23:44:33
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变压器绕法很重要。
songlsx
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  • 2010-6-15 20:42:28
 
这个是说到点子上了,分层后输出功率马上就能提高很多,输出管的温度也降了下来,多层绕法会更好,不但要夹层,还要包边,做电源我的看法是变压器占技术比例的80%。
happjsh
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  • 2012-7-27 09:58:56
 
那是因为只有感性元件是要自己设计制作的
其他的都是标准件
ssggd
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  • 2014-11-13 11:24:16
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3组输入夹2两组输出,为什么有3组输入呢
samwei
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  • 2015-11-11 11:39:45
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楼主威武,提到很多经验
sensezcy
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  • 2009-7-27 16:05:29
 
谢谢版主分享经验。
另外,我发现,驱动变压器开点小气息,电感量会更稳定,一致性相对较好。对电路有好处。
greendot
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  • 2009-7-27 20:16:09
 
来听晶纲老师讲课。
晶纲禅诗
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  • 2009-7-27 23:48:10
 
哈哈...那里...还请 greendot 老师多多指教才是.....
我一直有一个疑问,是关于漏感的问题. 在前面说过的匝比为3,Np/Ns分别为12:4与18:6的两个变压器,实测漏感时,12:4的那个主变的漏感要比
18:6主变的漏感要小得多!回忆中为3.4uH与6.7uH,相差近一半,但实际工作性能却是漏感大的18:6那个主变更好,几乎是全面性的胜出,不光是主功
率管的关断毛刺尖峰更低(这与常规认为的漏感引起尖峰相悖,在RCD补偿参数相同时测),效率温升方面也小有胜出,最令人不解的是在原边续流
时期,12:4的那个变压器会产生一个正弦突峰(忘了说明这个实验电路是双管正激式),而18:6的变压器则平滑上升,重载时,18:6的原边电流ip的波形
也更好看些. 这个例子让人感觉到对变压器而言,单纯性地减小漏感值(指Ns短路时,测得的Np的电感量),并不能优化变压器的工作性能!在这个问题
上,是否用Lp/Lk的比值 来衡量两个变压器的性能更为合理? ( Lp为Ns开路时的原边电感量 Lk为Ns短路时的原边电感量)
另一个疑问是电桥仪是用正弦波信号对变压器进行测试的,而变压器实际工作时为脉冲方波(指电压波),所以,电桥仪测得的参
数的实用意义有多大,这个问题又该如何认识?
YTDFWANGWEI
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  • 2009-7-28 08:23:35
 
我想有关LP/LK的思路也许是对的,我们在讨论问题的情况下,一般首先是定死了NP及NS来讨论的,在确定了NP及NS的情况下,减小漏感可以减小尖峰是没问题的吧?
晶纲禅诗
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  • 2009-7-28 11:02:01
 
这事情还真是有例外,就是前面的18:6主变,当放了0.1mm的气隙后,整体性能改善了,但漏感也有所增加,然而尖峰却并未测出增加,在RCD参数相同时.
greendot
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  • 2009-7-28 12:52:07
 
晕,不是什么老师啦。
1。漏感尖峰除跟漏感有关外,还跟漏感电流Ip有关,如果没记错,尖峰电压 = Ip*sqrt(Lk/C) ,C = 谐振电容
2。改变匝数,铁损和铜损均改变,一个比另一个的总损耗较小,很正常。
3。正弦突峰的问题,是因为MOS的Coss( 杂散电容计在内)不能充电到Vin而不被嵌位,正弦波是Lm和Coss/2谐振结果。其实这个是允许的,只要复位成功便可。
4。如果尖峰只由励磁电流引起,则[sqrt(Lk)]/Lp 越小越好,但只对尖峰而言,因为变压器的性能不止这个。
5。正弦波测得的感量,与在方波工作时的感量,如果磁心是线性的话,应该是一样的。
smps-hy
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  • 2010-3-11 09:55:20
 
"12:4的那个主变的漏感要比18:6主变的漏感要小得多!回忆中为3.4uH与6.7uH,相差近一半"这是必然的!因为电感量也差一倍以上,144:324。12:4的主变Lp小,电流大,导致你后面所说的很多问题出现!
晶纲禅诗
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  • 2009-7-28 22:04:22
 
1. 尖峰电压=Ip*sqrt(Lk/C), C=谐振电容 当外加RCD吸收时,RCD中的C
是否也应加在谐振电容中? 式中的Lk是否应该是Lk1,还是就是这里所说的Lk?
2. 3. 4. 无疑问,用[sqrt(Lk)]/Lp在概念上比我前述的Lp/Lk更精准恰当.
5. 正弦波测得电感量与方波工作时的感量一样,同意,除了磁芯,当线圈的分布参数也是线性时.
但正弦波测得的漏感与方波时的漏感是否也一样,是否会受分布参数的影响更加大一些?
greendot
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  • 2009-7-29 18:20:14
 
1。 如果有RCD,那么第一个尖峰(其实不是太尖,正向),是漏感电流向Cr=(RCD的C + 其他寄生分布杂散电容Cx)的谐振充电的结果,这个过程中,RCD的D是导通的,当漏感电流谐振到零时,D关断,这时只有Cx参加谐振,产生的第一个尖峰是负向的,接着是个正向的,这个正向的可能使D再导通,这样RCD的C再加入谐振,直至漏感电流又为零,D又关断,。。。如此这般重覆和衰减下去,不知你的是不是这样?
2。正弦波与方波时的漏感是否一样?理论上说到极端处,因为集肤效应的关系,方波的会小点,但可能是微不足道的。分布参数如电容好像与漏感无关,当然测量漏感时会不会受其影响,这是仪器和手段的问题,又当别论了。
决战
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LV8
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  • 2010-7-3 16:37:42
 
提出我的异议,谐振的周期很小的时候,比如谐振的振铃的周期只有10ns左右,RCD中的D有那么快的速度吗?
请大哥解惑。
晶纲禅诗
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  • 2009-7-30 00:45:43
 
1. 基本认同,观察到的正弦衰减振荡的确如此,但对于计算方法,已多年未再采用了,原因是理论值与实际测试值差距离谱的比接近的多.
但我并不反对理论计算方法,只是实际电路情况(各种分布参数及某些非线性因素的影响)的复杂性,往往已不是某个数学模型能函盖的了.
2. 对于正弦波与方波的漏感是否一样,这个问题的确不容易回答,但对变压器整体性能的影响如何还待研究探讨.
3. 对于变压器的传输效率,除了铜损,铁损,就是漏感的无功吞吐了(这样说不知是否正确),因此减小漏感一直是变压器设计中的追求目标
与方向.其中匝数与电感量的关系大家都比较清楚,但匝数与自身漏感的关系,似乎一般较少谈及.....换言之,匝数与电流---磁场之间转换效
率关系如何? 一个是10匝,电流1安,另一个是1匝,电流10安,那个产生的磁场更强?
greendot
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  • 2009-7-30 16:13:16
 
看你观察那一点,比如同是空心线圈,在它们的中心点,1匝10安的场强大。
cmg
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  • 2009-7-30 18:26:34
 
理论上在工艺结构相同的情况下,漏感也是与匝数的平方成正比。
晶纲禅诗
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  • 2009-7-30 23:54:50
 
其实铁氧体磁芯的磁路磁阻同样存在,只是远比空气要小.所以, [ 在它们的中心点,1匝10安的场强大 ] 的情况在实际变压器中也会同样存在.
但对于变压器而言,从增强原副边的耦合性能来讲,我们希望得到的是磁芯窗口中原副边之间有均匀分布的磁场强度,使得原副边线圈能获得最
大的电--磁--电能量转换传递效率,对实际变压器来说,磁芯及其窗口区域内能被充分"磁化"是提高效率的第一步,其次是让最大的磁场强度产生
于原边与副边绕组的最近交界处.原副边交错夹层绕法就是为了达到这个目的.举个极端的例子,采用同样的磁芯,一个Np/Ns为1匝/1匝,另一个为
10匝/10匝,两者的传输效率不言而喻.
greendot
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  • 2009-7-31 18:06:35
 
从耦合的角度看,反而不希望窗口区被磁化,因为窗口区的磁场能量是漏能量,漏能量越大,漏感越大。
同样的磁芯和线径,Np/Ns =1匝/1匝和10匝/10匝的,前者的漏感应该大好几倍,主要是线圈以外(不包括原副间空隙)的漏能量大得多。
晶纲禅诗
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  • 2009-8-2 23:28:05
 
一般而言,与漏感(主要指短路副边时测得的的原边电感量)相关的主要因素有:匝数\匝比\线材种类\绕制方法\磁芯材质\磁芯结构形状\气隙等等.
当一个变压器的磁芯型号规格与原副边的匝数匝比通过计算被确定后,漏感的大小主要就由线材与绕制方法及气隙决定了.前面cmg讲到的漏感
与匝数的平方成正比是与实验结果基本相符的.而漏感与气隙的关系却让人较难理解,昨日用EE40铁芯,做了10匝/10匝的漏感测试,在自然零气隙
时,漏感为1.1uH,当继续增加气隙至0.05mm时,漏感增大到1.8uH,气隙再加大至0.1mm时,漏感反而减小了,约为0.98uH(已较难测准).这里引出了
一个问题,就是原副边绕制方法不同产生的漏感与增加气隙所产生的漏感,在对电路的影响上是否会有什么不同?还有就是漏感与气隙的比例关系?
cmg
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  • 2009-8-3 15:27:54
 
你把磁心拿掉测量一下漏感,是否也在1uH左右?
晶纲禅诗
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  • 2009-8-3 16:07:25
 
漏感果真为1uH左右(0.98uH). 而电感才2uH左右.
cmg
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  • 2009-8-3 16:28:56
 
也就是说漏感与磁心、气息是基本没有太大关系!漏感是不能互相耦合的磁通,磁心只改变了耦合部分的强度。
晶纲禅诗
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  • 2009-8-5 23:14:18
 
[漏感是不能互相耦合的磁通] 同意!
[磁心只改变了耦合部分的强度] 值得商榷! 以上EE-40,10匝/10匝是个碰巧的特例.
在对EE-55 EE-65 EE-85 EE-110等做成的各种匝比,不同的绕制工艺的主变进行测试后,
发现漏感与气隙的关系还不小呢,同时变化关系随绕制工艺各有不同,请cmg有机会时再做几次实验即可发现.
就是用EE-40做成的一个Np=118T Ns=15T的反激变压器,也可看出漏感与气隙之间的关系.
还有PQ磁芯就具有比EE磁芯更小的漏感,又怎能说漏感与磁芯没太大的关系?个人认为磁芯造型与漏感关系还是比较大的.
蒋江黔
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  • 2009-8-6 10:03:22
 
漏感只受两个线圈的空间位置关系的影响, 与磁路基本没有太大关系,除非,漏磁通能通过其它高磁导材料"跑掉",但是通常情况下,漏磁通都只存在于空气中
晶纲禅诗
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  • 2009-8-6 10:54:04
 
根据实验记录,当原副边各自分层绕制时,的确漏感与气隙关系极小(测不到变化),当采用多槽骨架分层绕制,内外夹层串联等,
相对就变得明显了.EE型磁芯,把绕组分开在两边时(PowerAnts介绍过),气隙与漏感关系也很明显,一定范围内,漏感会随气
隙增大而逐渐减小.

反过来思考,如气隙与漏感基本无关,那么当测到气隙与漏感有关系时,是否说明变压器设计尚存问题?
greendot
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  • 2009-8-6 11:59:47
 
漏感跟磁芯和气隙基本无关已是定论,测到似乎有关系时,恐怕只是测量的误差罢了。
晶纲禅诗
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  • 2009-8-6 13:36:41
 
恕我直言,在特定的绕制结构下,气隙与漏感的关系是明显的! 过后我会把实例解剖后公布给大家!
晶纲禅诗
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  • 2009-8-9 20:27:10
 
对于漏感与气隙的关系问题,先有cmg的质疑,又有PowerAnts [与磁路基本没有太大关系]再有greendot老师[漏感跟磁芯和气隙基本无关已是定论]
三位重量级人物的表态着实让我怀疑起历年来实验记录本上的记录数据,毕竟这里是技术讨论区,而非清闲斋.近日又对记录数据重新做实验进行了
再次验证,的确,对特定绕法的变压器漏感与气隙是存在比例关系的,也许前面三位同道这几天里已经找到了答案,但从互相交流互相学习的宗旨出发,
再公布一款应用实例:这是一款专供音响前级电路使用的小功率LLC甲类低噪声Hi-Fi电源,正负15V~24V可调输出,其LLC变压器采用了Np/Ns零分
布电容的原副边分槽骨架绕制结构,ER28-32磁芯,两个E型磁芯,原副边各占一边(骨架还是一体的,中间有2mm左右的空槽),改变磁芯气隙大小,漏感
变化十分明显,据称,谐振频率也可以用调整气隙来修正.这款电源采用开环定频方式工作,整流后再采用甲类并联稳压电路稳压及提供短路保护,振
荡源为晶振加数字芯片分频方法获得,MOS管开关频率才21KHz不到,据称这款电源的EMI干扰极低,而音质极佳.跑题了,其它漏感与气隙有比例关系
的实例需要时再议,对如何优化变压器性能,还请大家都来谈谈自己的看法.....
伟林电源
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  • 2009-8-10 10:01:44
 
开关频率21k不到??而音质极佳????
呵呵,,,,,,,
振荡源为晶振加数字芯片分频???EMI干扰极低???
晶兄可否重点解释一番呢?俺对这个极感兴趣,谢谢。。。
cmg
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  • 2009-8-10 14:06:18
 
哈哈,兄弟的研究精神十分令人敬佩。
我的结论是对一般的变压器结构而言,分槽绕制的确实漏感会随磁心气息而变化,关于其中的原因其实在08年本网站深圳的研讨会上我介绍过。当时是讲解LLC的设计步骤。LLC的变压器就是分槽绕制的,在此我不再重复,你可以下载资料自己理解,因为自己理解的比别人讲解的印象更深刻。
greendot
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  • 2009-8-10 16:37:21
 
呵呵,轮到我自首了。
以前为了验证一下漏感和气隙的关系,因为不想实物测量带来误差,特用FEA算过一个有气隙的pot core,普通的绕法,结果发觉漏感确实与气隙无关(包括去掉core),二来亦受书本文章等影响,所以一直相信那两者无关的说法。
greendot
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  • 2009-8-10 17:53:20
 
刚又用FEA仿真一个分槽 pot core,中柱气隙,这例子里,
lg=0 ,漏感=Lko,
lg=2.5% of core height,漏感=Lko - 0.5%
lg=7.5% of core height,漏感=Lko - 3%
通常气隙不会开到7.5%这么大,所以小范围内的气隙变化,漏感变化不大。
不过当core的磁导率降低10倍,lg=0,漏感却只有原来Lko的92%。
还有,FEA也不是100%准确的,呵呵。
晶纲禅诗
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  • 2009-8-11 00:23:17
 
感谢cmg与greendot 两位的回复与支持! 我今年3月底左右进入论坛以来,
已从众位版主与高手,以及cmg大师,greendot 老师那里学到了很多很多,在此一并表示由衷地感谢!
fanyucheng12345
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副总工程师
  • 2010-10-18 17:09:14
 
如果要分析漏感与磁芯气隙的关系我认为拿CCFL驱动变压器来做实验会更好一点.
我认为磁芯的气隙会影响到漏感的.
晶纲禅诗
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  • 2010-11-7 10:13:36
 
大多数CCFL驱动变压器是分槽的,不仅仅Np/Ns分槽,
Ns也分槽,当Np/Ns分槽时,气隙大小与Lk大小关系较大。
WANGYUREN
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总工程师
  • 2010-11-7 10:58:33
 
是否和边缘磁通的分布有关?
晶纲禅诗
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  • 2010-11-7 11:29:11
 
也看到过有人这么认为的。我个人之见觉得与气隙[磁阻]关系更大些。
WANGYUREN
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  • 2010-11-7 11:55:45
 
能否认为边缘磁通产生磁阻的非线性?
晶纲禅诗
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  • 2010-11-7 12:02:24
 
我的观点是:空气的导磁率低于铁芯,所以气隙的磁阻较大,磁力线[外泄]。
WANGYUREN
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总工程师
  • 2010-11-8 08:48:37
 
能否这样理解:
气隙的边缘磁通抵消少部分磁芯磁路的磁通,如果线圈的空间分布对气隙不对称(例如CCFL变压器的骨架开槽),对漏感产生少量的影响?
晶纲禅诗
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  • 2010-11-8 22:59:31
 
可以这样理解。
wsh5106
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副总工程师
  • 2010-11-8 23:23:29
 
回复了句,发觉不妥,改了,好好学习此帖!
想想惭愧,当时晶斑竹发这帖的时候,我还没入门,也还没注册,连啥叫开关电源都不懂~
烟花易冷
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最新回复
  • 2018-9-26 08:58:34
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版主大哥,分槽绕发是什么意思?有图吗?谢谢
saglxh
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  • 2009-8-10 12:13:28
 
气隙增大,电感量相应减小,漏感同样会减小。
晶纲禅诗
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  • 2009-8-11 23:54:09
 
回复26楼伟林兄:这个LLC是定频开环的,所以振荡源是用650KHz晶振经74HC4060 分频后,再通过反相器4011组成的,使得成本比采用专门的LLC芯片要低,
同时只要器件质量过关,安装后是免调试的.由于主开关频率才20.3125KHz(有可能记错),所以EMI相对较好处理.主变压器Np/Ns间隔分槽,所以号称"零"分布电容.
后面的模拟并联甲类就不用我多说了吧.这个电源一半是我构思的,我朋友设计功率管与主变压器部分,并操刀制做.刚试的样品让我拆了.
伟林电源
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  • 2009-8-12 09:18:21
 
谢谢晶兄的回复,
1、我想说的是主开关频率才20.3125KHz,此频段对音频系统是否会产生干扰及影响呢?是否有足够的测试数据来支持你所说的“音质极佳”的定论呢?特别是楼主说后接的是模拟甲类功放,此问题将会更突出;
2、“振荡源是用650KHz晶振经74HC4060 分频后,再通过反相器4011组成的”,采用分离件一致性难保证,况且零件多了布线的要求也随之而来,由此而产生的干扰是否可以忽略??
3、“EMI相对较好处理”这个也只限于功率的大小吧,在大动态状态下而产生的一些律动干扰可不能忽略哦,呵呵。。。
综其上诉,没看到样品及测试参数,我仍然不相信楼主的定论。
晶纲禅诗
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  • 2009-8-12 17:07:37
 
1. 呵呵,兄弟有所误会了,这是个小功率前置放大器的电源,LLC部分是开环不稳压的,输出正负30V左右的DC直流;后面连接的不是模拟甲类功放,而是模拟甲类并联稳压电源,
经稳压后的正负15V是给前级运算放大器供电的,所以整个就是个前级电源.20.3125KHz主频是否会干扰音频,这个的确值得讨论.
2. 频率稳定度取决于晶振质量,死区与半桥倒相由4011完成,布线肯定是有要求,采用特定的电路技术(主要是限速),干扰问题极小.
3. "EMI相对较好处理" 其实甲类电源的输入功耗是恒定不变的,无论负载能耗怎样变化.不知伟林兄有没发现过,开关电源的开关频率较低时,EMI相对会小些,更好处理些?
我看我们以后有时间还是另开一帖,专门讨论开关电源的参数选择与音质评价之间的关系,你是这方面的高手了,专业搞音响功放那么多年了,经验丰富,给大家做个领路人.
 这个帖子还是讨论变压器的效率,温升,绕制工艺,线材选择,漏感,尖峰等等.....希忘大家继续......
ping_55
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  • 2010-3-15 17:22:02
 
大师你太强大了 困扰我很久的问题现在有点眉目啦!!!!
Filover
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  • 2010-3-16 16:40:36
 
强人啊
令狐葱
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LV6
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  • 2009-8-12 20:29:12
 
这贴精采,顶上去,
晶纲禅诗
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  • 2009-8-24 23:06:04
 
近日正在搞一个比较特殊的4.2V 10A的反激电源,不过还是第一次搞,根据以往的经验,由于副边电压低,
原副边匝比较大,所以绕制好的变压器的漏感都比较大,电流输出能力受到限制,做成的整机效率指标也差强人意.
当然,低压反激的效率问题有一部分是由整流压降因素引起,可采用同步整流来弥补解决,因此这个就不再讨论,但减小漏感,增强
耦合能力却一直是个永恒的话题.根据短路相同1匝的漏感对比测试表明,用铜箔绕制1匝与相同截面积的多股线绕制1匝对比试验后
发现,铜箔线圈的漏感要小得多! 因此个人分析推测,在这类低压反激电源中,副边用铜箔代替多股线(或粗漆包线),是否能较好地改善变压器
的耦合性能,减小漏感,提高电源效率? 还请有经验的同道高手们多多赐教.....
YTDFWANGWEI
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  • 2009-9-1 11:10:32
 
晶工这个模块准备用普通的方式做还是怎么做?预计的效率是多少?做出来后把技术共享一下啊,看看效率是多少?
晶纲禅诗
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  • 2009-10-10 20:42:19
 
用普通铜箔代替漆包线,虽可测到漏感的减小,但最终的综合性能如何,比如变压器持续工作
的温升(空载温升与加载温升),效率,安规,制做工艺等等,要摸索出一套理想的方法来,远比想象要难得多.
什么情况下运用铜箔比漆包线更合适,怎么来选择铜箔,设计好并用好铜箔绕组,还真值得探讨.....
换言之,如做全面的衡量,采用铜箔的优势并非是信手拈来即得的.
greendot
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  • 2009-9-1 18:50:08
 
用铜箔代替多股线(或粗漆包线),似乎漏感是比较小的,但另一方面,还要考虑铜损,是否有所增减。
zhuyl614
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  • 2015-10-28 16:31:18
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坐看大家精彩的讨论,可以学到不少东西
168ping
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  • 2009-8-25 12:04:40
 
好帖!受用了
Grace
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  • 2009-9-1 10:50:10
 
听晶纲版主讲课受益匪浅啊,真的非常感谢。
晶纲禅诗
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  • 2009-9-1 19:43:01
 
不知 greendot 老师所说的"铜箔损耗"是指层间电容引起的损耗呢,还是另有原因?

另回39楼YTDFWANGWEI 反激用同步整流我的实验彻底失败了,因为用简单的功率MOS管做开关时,
MOS管的体二极管导通时,正好使反激等效成了正激,不知那位有正确的解决方案? 暂时还是使用肖特基算了.
(后经YTDFWANGWEI 指导分析,是我把同步整流的MOS管方向接反了 9月2日补充)
greendot
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  • 2009-9-1 21:55:51
 
不是铜箔损耗,是铜损copper loss。同一样的截面积,铜箔和铜线的损耗孰大?会不会漏感小了,铜损却大了?
晶纲禅诗
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  • 2009-9-2 12:20:35
 
铜箔与多股漆包线相比,损耗谁大? 这问题细想起来还真说不出个所以然,还请 greendot 老师能给大家以指导为盼....
落叶时雨
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高级工程师
  • 2009-9-2 13:19:44
 
如漆包线的直径与铜箔厚度一致,这时用漆包线并联起来,使两者截面积相等时,这时应该是漆包线损耗更小些.
greendot
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  • 2009-9-3 22:45:57
 
能否讲讲你的理由?
晶纲禅诗
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  • 2009-9-7 12:28:55
 
晶纲禅诗
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  • 2009-9-7 21:19:19
 
如48楼示意图,对于最常用的EE(暂不讨论EI型)型磁路,假设原边在最内层,并且均匀分布且占满骨架,副边分别为紧贴原边的A B C三个位置,
与远离原边(如绕制在最外层,图不太标准)的D E F三个位置,同时ABCDEF都为相同线径,相同匝数的线圈,请各位不做实验推测:在短路副边
测原边的漏感时,短路哪一个位置的副边线圈,测得的原边漏感最小? 短路哪几个位置的副边线圈所测得的漏感与气隙大小(小范围波动)相关?
greendot
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  • 2009-9-7 23:12:43
 
1。漏感估计是 A>B,D>A,E>B。
2。气隙在中柱的话,较近的B。
瞎猜的
晶纲禅诗
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  • 2009-9-8 23:31:36
 
哈哈,瞎猜也猜对了大半.不过我还是做了实验后才发现,无论气隙是只在中柱磨出来的,还是两边与中柱
同时都垫高的气隙,漏感与气隙大小有关的位置是A D C F, 而E B 处的漏感与气隙大小基本无关.对于EE型磁芯,
无论气隙大小,温升最高处总是在中间B E 的位置上.
greendot
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  • 2009-9-9 18:17:01
 
呵呵,猜错了。请问测量漏感的频率是多少?
"温升最高处总是在中间B E 的位置上" - 是线温吧,没气隙的话,是否一样这位置最高?
cmg
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  • 2009-9-10 20:58:10
 
如果线圈的温度高于磁芯的温度,则是散热的影响,两边靠近磁芯,热更容易传到出去。
Y10Y25Y
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本网技师
  • 2009-12-15 10:13:11
 
高手云集 留个脚印
决战
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此话不假,留个脚印。
sswcwy
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新人来留个脚印先
myh2008
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学习了
晶纲禅诗
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  • 2009-9-9 22:59:39
 
回54楼 greendot 老师:测量频率为100KHz ,温升是指线温,无论有没气隙,以及是最内层,还是最外层,
都是中间位置B E 处的线温最高,向两边递减的,这是否是磁场程橄榄形分布所至,还是两边的线圈导热散热良好所至?
greendot
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  • 2009-9-10 17:43:28
 
线圈放在不同位置,窗口内的磁场分布会不一样,线圈的集肤、邻近效应也就不一样,
跟线径/集肤深度比,线圈长度/窗口宽度比,线圈与磁心距离,初次级的距离等等都有关。
你的是不是个个别的例子,可不好说。
晶纲禅诗
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  • 2009-9-10 20:04:04
 
从EE-55~EE-110,做输出滤波电感及正激变压器都如此,反激未试过(是否0.1mm~0.3mm的气隙对大型磁芯而言是微不足道的,
致使气隙的漏磁通对线包温升的影响在大型变压器中反映不出来?)另外,在EI 型磁芯的变压器中,有气隙时,气隙边的线包的温升
还比其它地方更加低一些(测试过EI-40反激,但实验方法有一定局限性,不知各位有否相同的经历),同时'E' "I"气隙较大时,'I' 边上的
绕组的带载能力会比其它位置的要差一些.
greendot
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总工程师
  • 2009-9-11 14:13:21
 
初以为你说的是在不同位置的次级的温升,还是初级的?
输出滤波电感只有一组线圈,你是把不绕满骨架的线圈,放在不同位置得出的结果?线圈的头尾中间温升又可能不同啊。
损耗模型跟热模型加在一起,分析起来不容易,是个optimization的课题了。
同样的气隙,Ae越大,漏磁相对越小,影响铜损越小,此外还要看频率,波形和幅值,滤波电感的话,影响该是比较小的。
EI的漏磁,大部分都应该渗不进线圈里去。
[ 'I' 边上的绕组的带载能力会比其它位置的要差一些] - 是什么意思呢?
晶纲禅诗
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  • 2009-9-13 22:34:02
 
不好意思,我没讲清楚. 对整个变压器来说,在采用原副边各占一层,即内层原边,外层副边时,对外层的副边我实际测试过,刚开机工作不足1分钟时,
中间位置(如共7匝时则为第4匝位置)的温升最快,而磁芯外的多股引出导线温升很慢.持续十几分钟后,在风冷条件下,基本达到热平衡时(各位置测试点
的温度已稳定不再上升时),仍是中间位置的温升最高,然后向两边递减.持续超载2小时后,解剖外层副边后,发现原边焦痕也是中间最黑,两边还留着漆包线的
本来颜色,证明原副边都是中间温度最高,向两边递减的. 对于单层5匝的电感而言,我用0.31mm漆包线 780根绞合,在特制非标EE-95的磁芯骨架上绕制,流过250A
电流时,无风冷5分钟线温即达摄氏130~140度,加风冷后降为持续近1小时线温为90~95度,磁芯为65~70度(气温30~32度),但仍是中间(3匝处)最热.
EI-40的反激,在气隙0.2mm时,位于'I'边上的副边与骨架中间位置的同样匝数的副边,带载相同时,'I'附近的副边绕组输出电压要低一些.
greendot
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  • 2009-9-15 17:24:51
 
首先更正一下,我上面的 "同样的气隙,Ae越大,漏磁相对越小,影响铜损越小" 是有问题的。
漏磁通量的百分比是低了,但漏磁密B值的空间分布是一样的,加上磁心体积大了,受切割的铜线部份体积也大了,
铜损也许更大。
用FEA模拟一下EI芯的气隙漏磁,虽然只有部分进入线圈,但这部分造成铜损,比相同大小的EE芯还大,
这和一般书上说的有出入,都是说EI的铜损低些,晶版主可有机会实际比较过?

你的例子:
1。先假设次级7匝里,每匝的损耗都一样,那么以散热条件看来,可以肯定的是,中间匝最差,两端的最好,
实际上每匝的损耗是不一样的,比如中间匝最热,匝电阻比较大,损耗就比两端的高。有气隙的话,中间的匝就更热了。
原边的情况应该差不多,而原副边又互相影响 (还有磁芯),差的更差,造成热点而致有焦痕。
2。EI-40的反激,如果上面说的没错,那么I边上的副边,漏感较大,等效电阻较大,输出应该会是低些。
呵呵,又都是瞎猜的。
晶纲禅诗
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  • 2009-9-16 21:54:43
 
呵呵,那里...今天做了实验,的确EI磁芯在'I'有气隙时,近'I'处的绕组漏感会更大一些,而漏感最小点却在中间略向远离'I'处偏离.
但对[气隙附近的铜损较大]的说法,由于手头上的仪器仪表的精度性能不高,气隙不大时,无法测出明显区别,而对于大型磁芯,要
磨出个较大的中柱气隙去实验(如中柱与两边同时垫较大的气隙时,单个气隙处的漏磁通会有所减少),没有磨床靠徒手加工会有
一定困难,等以后有机会再做.但在有良好风冷的情况下,高频开关变压器的漆包线的最大电流密度不宜大于4A/mm^2,否则长
时间连续工作易导致线温高过环境气温达摄氏50度以上(经验值,因实验条件有别,仅供参考).
greendot
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  • 2009-9-16 23:22:49
 
前面提到副边7匝每匝的损耗,其实一匝里的损耗也是不均匀的,因为邻近效应的关系,
靠近原边的部分,电流密度最大,发热量也就比较大,原边亦一样,结果是热对热。

[气隙附近的铜损较大]的问题,如果在你的EI-40反激上,能够比较一下那两个副边的温升,
又或把I边的那个副边,放到远离I的另一端,比较之前的温升,看看是否有所分别?
晶纲禅诗
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  • 2009-9-20 08:46:27
 
对气隙处的线温测试,我已做过几次实验,但基本都是无果而终,主要是气隙较小(小于0.25mm),频率不够高
时(小于50KHz),再加上仪器精度及铜线导热散热较快,无法测出可分辨的区别.近日用100KHz频率,中柱3.6mm
的超大气隙,做了实验,等整理好后,连同照片,数据一起上传.....
晶纲禅诗
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  • 2009-9-23 22:02:43
 
晶纲禅诗
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  • 2009-9-23 22:12:52
 
晶纲禅诗
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  • 2009-9-23 22:47:22
 
为了方便操作,能获得明确可辨的结果,采用的实验架构实物见74楼,用EE-70B磁芯,两边垫3.6mm的等高铁氧体,
使中柱形成3.6mm气隙,用多股线在上下EE磁芯各绕7匝,再串联成14匝,输入正负85V(毛刺不算)100KHz方波,
波形见75楼,在气温摄氏30度的环境下实验。用17mm*17mm见方0.05mm厚的铜箔,用硫化硅胶粘上温度探头,分
别放置于窗口内7匝边上与中间气隙边上,比较温升,在7匝边上放入持续1分钟,温升为37~38度,而放在气隙边上时,
从30度放入持续1分钟,温升为45~46度,对比之下,气隙边上有更大的涡流损耗,这时铜箔厚度才0.05mm。如将铜
箔直接放入气隙中间,则短短10秒,温升至105~106度。后将17mm*17mm*0.05mm的铜箔换为28mm*5mm*0.5mm
的小铜条,在窗口中绕组边与气隙边的温升两者的区别不大,但在气隙中小铜条的温升要小于17mm*17mm*0.05mm
的铜箔。
晶纲禅诗
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  • 2009-9-24 20:34:15
 
当然,如单纯为了测一个气隙处的损耗则大可不必兴师动众。在74楼的架构下,拿掉两边等高铁氧体块,
形成自然气隙,并将输入100KHz方波电压提高到正负120V(毛刺不算,事后发现是否提高电压并不影响结果),
然后用直径1.20mm漆包线绕1匝,先用示波器测空载电压,在位于48楼图中的A B C 的位置时,输出电压全部一致,
再将一匝加载10欧电阻负载时,测输出电压也全部相同。然而,换两个中柱磨掉0.1mm 或0.2mm气隙的E形磁芯后再做
同样测试时,无论加载还是空载,A C 处的输出电压相同,功率相同,同时随气隙的增大,B处的输出电压与功率越来越小。
但无论是否有气隙,B 处的漏感却始终是最小的!问题就来了:这漏感与能量耦合好坏之间是什么关系,为什么漏感最小处
的能量耦合并不是最好? 在气隙磁路中,不同位置的局部磁摆幅(B值)是否有较大差别?
greendot
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  • 2009-11-20 22:16:03
 
理论上,漏感越大,能量传输应该越少。因为能量传输是靠互感M,漏感大,M就小也。
晶纲禅诗
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  • 2009-12-10 18:11:34
 
的确如此,大多数实践都能证明漏感越小传输效率越高的铁律,但多槽绕组结构时还是会有一些特殊的例外的。
这使我想到常规的测试手段与方法是否也有一定的适用范围条件群(局限性),如超出范围,结果的正确性就会有疑问。
伟林电源
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  • 2009-12-10 22:15:39
 
学习了。
songlsx
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  • 2011-4-8 23:33:10
 
晶老师,我最近也在做大功率,看到这个磁芯就连想到我这个变压器和你的差不多,我觉得磁体的中心还是用圆柱的好绕,中间方形的线绕出来都在打弯,所以现在改为用PQ的磁芯。
晶纲禅诗
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  • 2011-4-9 23:45:00
 
的确是圆柱型的好绕,方型的在“直角”处导线一打弯,由于导线较难“服贴”,
窗口的有效面积都会被占去不少。同样截面积,圆的周长最短,这样铜损也小。
stopower
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  • 2009-9-10 11:36:13
 
学习了!顶一个!
liling121
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  • 2011-4-13 15:03:02
 
好帖 顶
sanytie-99
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  • 2009-9-14 08:42:34
 
收藏了感谢老师们
yuyan
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  • 2009-9-16 20:43:23
 
上面有提到PQ比EE的漏感小,我是持反对意见的。
haha0
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  • 2009-10-13 09:13:38
 
为什么反对啊?讲讲。
令狐葱
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  • 2009-9-17 15:34:53
 
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  • 2009-9-22 19:45:40
 
Grace
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  • 2009-10-15 11:20:24
 
收藏了,关注中。
晶纲禅诗
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  • 2009-10-20 20:02:37
 
以上比较笼通地讨论了以漏感,气隙等为主的一些话题。 还有线材的选用,各种型号磁芯的特点,各种绕制方法的优缺点,
适用场合,EMI防止,屏蔽措施,温升控制,安规等等均还未提及,希望大家能多多参与交流讨论....同时再抛出另一个变压器
优化设计中的重要议题,即如何合理确定变压器铜损与铁损的比例? 铜损与铁损是两个不可能避免的主要损耗,也是一对
此消彼长的矛盾体,但如何设定在一个合理的比例上,使变压器的传输效率最高,还望各位高手们不吝赐教....
greendot
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  • 2009-10-30 17:05:55
 
铜铁损的比例,如果是正弦波驱动的,当铜/铁损=n/2时,总损耗最小,
其中n是Steinmetz core loss equation 里B的乘幂 。
晶纲禅诗
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  • 2009-11-3 21:30:15
 
请教greendot老师:这里的n是否就是exponent of B ? 是否能举个实例说明一下?谢谢!
greendot
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  • 2009-11-5 23:15:01
 
是的。上面的说法是在B选取某一最佳数值下,能使总损耗达致最小。
可以证明,磁芯,频率,温度既定下,
1。铜损正比于匝数N的平方,而N又反比于B,於是Pcu=K/B^2
2。铁损 Pfe=Ct.f^m*B^n ,即Pfe=C.B^n (K,C均是常数)
总耗 P =Pcu+Pfe = K/B^2 +C.B^ n
dP/dB求最小值,即得Pcu/Pfe=n/2时,总损耗最小,
这时的最佳B值是 =[(2*K)/(n*C)]的(n+2)次根,当然希望是有裕量地小于Bsat。
晶纲禅诗
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  • 2009-11-11 20:33:31
 
感谢 greendot 老师的细心解答!
另从电流波形看,往往是匝数N偏多一点时,会更好看更理想些,实际尖峰也会更低一些,
如结合电路及功率管等部分的综合因素考虑,是否适当增加N(铜损稍稍大于铁损)是一种较好的选择?
原因是中满载以上时的励磁损耗是呈非线性快速上升的,此时开关管的损耗也跟着增大,而铜损相对更容易受控些.....
greendot
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总工程师
  • 2009-11-20 22:26:24
 
式子里的B,是峰值,亦即ΔB/2。
ΔB/2不一定跟负载有关的。
晶纲禅诗
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  • 2009-11-20 22:47:30
 
一般理解,ΔIp(负载变化引起ΔIp)引起ΔB, 为何[ΔB/2不一定跟负载有关的] 还请greendot 老师指点迷津...
greendot
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  • 2009-11-21 12:41:43
 
初级电流包括 反射回来的负载电流I_load和 励磁电流Imag,ΔB/2就是Imag,与I_load无大关系。
晶纲禅诗
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  • 2009-11-21 22:04:37
 
不好意思,我没表述到位,与greendot老师之间可能有些误解。
我86楼的原意是实际Ip的变化也会导致Im的变化(正激电路满载超载时易发生,反激我不清楚),ΔB与Bs又易受气隙及温度的影响,
初级电流包括 反射回来的负载电流I_load和 励磁电流Imag 完全同意,而在ΔB接近Bs时,负载电流I_load和 励磁电流Imag各自的变化
趋势是我想探究的一个疑问。另一个问题是 初级电流包括 反射回来的负载电流I_load和 励磁电流Imag 这个定律的适用的场合(具体条件)。
greendot
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总工程师
  • 2009-11-22 15:58:25
 
如果省略掉寄生参数,初级的等效电路只是一个励磁电感Lp并联一个负载,
因此Imag 和I_load是两个不同路径的电流,互不相关。
wang1969
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  • 2009-12-14 09:10:07
 
luyan
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  • 2010-1-9 22:07:07
 
ding ding ding
ZB3674204
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禁止发言
  • 2010-3-9 12:54:51
 
请问greendot老师第83楼中的K有什么??
lipan2yy
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  • 2009-11-18 14:58:27
 
收益颇多
晶纲禅诗
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  • 2009-11-22 22:10:05
 
接94楼(如在原来位置续接下去,这帖子会越来越向右偏,所以跳下两楼换位继续)
这个周末与双休日 greendot 老师好象都在忙于技术研究之中,对技术的崇尚与敬业精神也是我们大家的楷模啊!
回到话题,从路径与数学模型(公式)上看,这Ip与Im的确不相干,但通过一定的实验方法与实测波形,可以在特定的
条件下看到叠加于原边电流之中Im是与Ip的大小是相关的。当然问题的主因是变压器设计欠完善或是过载,正常情况下
则应该是两个[不同路径]的电流...
当然这个说法仅仅是我的个人愚见,是否正确还不一定,等稍空些时候整理好再上传.....
greendot
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总工程师
  • 2009-11-24 22:17:52
 
晶兄又来取笑我了。晶兄的求真治学态度才是我们学习的榜样呢。
伟林电源
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  • 2009-11-25 10:23:41
 
楼上两位的敬业及钻研精神实在是让人佩服。。。。
论坛能有你们这些良师益友,真是大家的福气啊。。。。
ping_55
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高级工程师
  • 2009-11-23 09:50:33
 
好厉害我什么时候才能和楼主一样啊
顶!!
jintian
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本网技师
  • 2009-11-24 13:05:54
 
漏感对反激的尖峰影响最大因磁芯有储能和泄能的原因二次尖峰会叠加,所以会高很多。而对于正激的影响比较小,
因磁芯在这里只做耦合与隔离用,所以二次尖峰会小,没有太大的影响,只要注意磁复位久可以了。
hznx123
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LV6
高级工程师
  • 2009-11-30 21:51:34
 
有时间仔细拜读!
晶纲禅诗
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  • 2009-11-30 22:21:11
 
对97楼 jintian 朋友的:
漏感对反激的尖峰影响最大因磁芯有储能和泄能的原因二次尖峰会叠加,所以会高很多。而对于正激的影响比较小,
因磁芯在这里只做耦合与隔离用,所以二次尖峰会小,没有太大的影响,只要注意磁复位久可以了。
我不完全这样看,正激的漏感大了,除了影响最大输出功率,同时在主功率管关断时,还会使副边整流二极管在反向恢复
时期内的[短路能量]增大,对效率不利。
飞龙在天
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初级工程师
  • 2009-12-12 12:55:38
 
不错学习 谢谢几位大侠
晶纲禅诗
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  • 2009-12-20 09:43:12
 
续93楼励磁电流的话题。
先插进50Hz工频变压器的Ip=Im+IL(近似公式,Ip初级电流,Im励磁电流,IL输出负载电流)话题。曾用一个1:1的隔离变压
器,对输入与输出用电流反相抵消法测其Im的大小,结果证明Im在变压器超载后将程上升趋势。做这个实验的关键之处是隔离变
压器的功率要适中,过小时因绕组RDC较大使Im变小,功率过大则输出超载时,输入的交流220V电压会被下拖,Im相应反而又会
减小,或变化反应很迟钝。
greendot
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总工程师
  • 2009-12-20 21:22:49
 
这样的话,该如何解析呢?Im改变,是Lm上的电压有变,或是Lm本身有变?肯定变压器是1:1,而不是1:0.99?
晶老师对变压器的探索真是锲而不舍啊,佩服。
晶纲禅诗
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  • 2009-12-20 22:32:06
 
这些其实已是我很早前做过的实验(记录),上周四晚又重做了一次,
50Hz时用自制3KW左右的隔离变压器做的,我个人推测满载至超载工作时Lm将变小(估计Lm也是非线性的变量)。
当然也有其它损耗引起的误判也说不定,但“所谓的Im(当然也非100%的Im)增大”是真实的。
对于高频开关变压器超载时的Im波形,是直线加斜上坡波形;而50Hz超载电流波已严重失真,为近似以Y轴对称的尖峰波形。
greendot
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总工程师
  • 2009-12-22 13:59:19
 
因为E= N*Ae*dB/dt(B是个正弦波),所以E的峰值Epk对应着一个B的峰值Bpk,跟着一个Hpk 一个励磁电流Im_pk
这里BH不一定是线性关系,而HIm是线性关系,所以Im会是个非正弦波,
如果考虑变压器的等效电路:(这里先假设磁心温度恒定不变,忽略磁损电流)
负载电流上升,线阻和漏感上的压降增大,Lm上的电压Epk将减小,跟着BpkHpk减小,最后应该是Im_ pk减小而不是增大。
这个矛盾真要好好研究下。(这也可能只是我自己的理解有误)
晶纲禅诗
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  • 2009-12-22 19:20:23
 
听greendot 老师一解析,让人开明不少.....
伟林电源
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  • 2009-12-23 00:48:25
 
同意,由于阻抗的增加,实际上Im是减少的,不过要是不忽略磁损、自身温升和外界环境的动态变化的话,这就很难说。
greendot
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总工程师
  • 2009-12-23 14:05:22
 
之前说明忽略磁损电阻,是为了解说方便,其实Bpk减小,磁损和磁损电流就小了,不会变大。
反而如果铁芯温度升高,BH Loop 扁了,同样的B值,便需要更大的H,更大的Im,Im 的波形在峰值处便会尖出来了。
伟林电源
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  • 2009-12-23 20:43:50
 
哈哈,是个好老师,顶顶你。。。。
晶纲禅诗
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  • 2009-12-23 22:29:27
 
这好字不能光嘴上说说啊,哈哈...啥时候请老师喝茅台、五粮液呢?
伟林电源
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  • 2009-12-23 23:54:39
 
茅台五粮液酒不敢说了,来深圳尝尝家乡的四特酒倒是很容易,哈哈。。。。
Roader
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本网技师
  • 2009-12-21 12:06:26
 
经典
xuguoping
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高级工程师
  • 2009-12-25 11:20:02
 
精帖,收获颇多。
louis2000
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本网技师
  • 2009-12-26 18:18:36
 
我来猜一下:是不是重载下为了抵消线损,使得占空比增大一些(假设正激同步整流),这样看到的Im也增大了。
晶纲禅诗
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  • 2009-12-26 23:32:20
 
Im是个较难用实验精确验证的参数(除了空载),用Im=Ip-IL(Is)的方法去估测是十分“粗糙”的,
由于Lk与RDC/RAC的存在,大部分实验结果证实Ip越大,Im变小的结论。用Np/Ns为1:1的双个管正激
模型开环实测,正常情况下每个工作周期里的Im波形段是下降斜线至水平范围内(即减小到不变,这种来回变化
是由+300V中的100Hz脉动与续流时期能量回馈+300V引起的纹波导致)(待续)
晶纲禅诗
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  • 2009-12-27 14:53:28
 
向各位同行网友、各位老师表示歉意,我107楼109楼的实验是个“真实的错误”。原因是实验时对电流的测量采用了
“峰值记忆”功能,导致推测的结果严重错误。上午自己演示了一遍“反相抵消法”估测Im的实验,结果证明了Im是减小的,
最出乎意料的是断开大功率负载时,Im却会有一上冲值!然后再回复到原来值。而过去实验时并没仔细观察钳型表的动态变化过程,
一直错误地将其记忆的峰值当着是观察到Im 增大的“事实”。另因一老同行传给我一幅Im的波形图,也让我坚信Im会增大,实在是惭愧....
Aragorn
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高级工程师
  • 2009-12-28 10:47:52
 
额..... 能及时改正问题,就是好大师啊,哈哈 赞一个
晶纲禅诗
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  • 2009-12-28 21:03:15
 
感谢 Aragorn 朋友的理解!哈哈....大师就不敢当了.....上传一幅开环时的正激式变压器空载励磁电流波形图(黄线)与另一幅有问题的Im波形。
晶纲禅诗
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  • 2009-12-28 21:06:12
 
greendot
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  • 2009-12-30 15:10:38
 
单管正激?什么复位方式?看不懂呢。
晶纲禅诗
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  • 2009-12-30 22:19:57
 
呵呵,的确没讲清楚。
都是双管正激式拓扑的空载波形,原边用两个IR 08TB60(直接并240P/2KV)续流复位,副边整流与续流二极管上都并联0.01uF/250V串2.2欧/8W的RC。
127楼蓝色为原边空载电压波形,黄色为空载电流波形。128楼为同样电路,原边故障电流波形,估计变压器ΔB已接近或已达到Bm处(不知这个说法是否正确)。
WANGYUREN
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  • 2010-3-26 10:01:36
 
?

晶纲禅诗
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  • 2010-3-26 20:07:34
 
理解正确!
WANGYUREN
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总工程师
  • 2010-3-26 20:15:33
 
多谢回复:感觉127楼的波形是变压器饱和后激磁电流上翘。
晶纲禅诗
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  • 2010-3-26 20:28:09
 
这位朋友很利害,的确如你所说。
WANGYUREN
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  • 2010-3-26 20:36:04
 
俺的第一款设计是单端FORWARD,测变压器时有类似的波形。
不是俺厉害——似是故波来……晶纲大师莫笑俺怀旧。
晶纲禅诗
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  • 2010-1-8 12:53:49
 
晶纲禅诗
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  • 2010-1-8 13:00:45
 
全桥150A 100KHz 在冬季室温摄氏10度左右,无风冷,只工作10分钟,中间温升即达250度以上。
在变压器中,温升与磁场分布状况关系大,还是与散热条件关系大?
greendot
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  • 2010-1-8 15:54:41
 
输出电感吗?那晶老师认为Idc和Iac占温升的成份比重那个大?
晶纲禅诗
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  • 2010-1-8 22:48:57
 
这是个输出电感。因为对变压器而言,总有线圈外层包裹内层影响散热的问题(也是中间最热),而选一个匝间空间大,
散热良好的铜条输出电感(内含镍芯)做实验,是为了避免散热不良从而掩盖事实真相。 从实验结果看,我推想应该是Iac更大。
但想着想着又觉得串联回路(指输出电感或变压器绕组)的电流应该处处相等啊....所以又想到磁场强度的分布状况上去了.....
(没讲清楚,发热应是Idc+Iac共同作用,当时所指的意思是认为发热与工作频率也有关。 2010年1月24日22:59 时编辑)
greendot
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  • 2010-1-9 23:37:50
 
算一算,也是乱算。假设:
1。Idc=150A,Iac=20%*Idc=30A pk-pk 三角波
2。线阻为Rdc和Rac, Rac=10*Rdc,
那么Idc和Iac产生的功耗为22500与750之比 (30:1) ,
可见就算交流磁场分布不均造成交流功耗不均,对整体而言是微小的,应该不至於造成这样的后果。
晶纲禅诗
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  • 2010-1-10 22:33:44
 
135楼的分析我完全同意,但如是Idc的影响大,为什么只热中间呢?一般的变压器绕组也都是
中间最热。对变压器有理由说中间散热最差,而这个电感的散热效果相对要好很多,并无中间易聚热的问题。
greendot
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  • 2010-1-12 16:05:37
 
直觉还是散热问题。温度250C,电阻值上升了近一倍了,不知头尾两端的温度是多少?

因为不太懂,瞎猜一下,不要当真:
开始时,各匝的功耗一样,但两端的传导散热较好,温度稍低,相反中间的稍高,
跟着因为温度有异,电阻也有异,电阻有异,每匝功耗也就不同,
电阻比较大的,功耗就较大,功耗大,温升高,反过来电阻因温升而变得更大,
如此这般正反馈,温度猛升,直至到达平衡点。
所以开始时稍热的,最后变得最热,高热。
似乎平衡后,两端的散热方式是以对流和传导为主,中间的是辐射为主。
这个热问题真要弄清楚的话,要用偏微分方程,才能导出温度的时空的关系。
晶纲禅诗
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  • 2010-1-20 21:50:58
 
又测试了一个EE55B型的变压器,是个30T:12T的正激实验电源,是“零气隙”的(没放气隙的),Lp=4.3mH。
超功率40KHz猛“烧”后,最外层的12T的温升相对较平均,中间(130度)与两边倒数第二匝(122度)的稳升梯度不
大,才高出摄氏8度左右!两端最边上引出处的温度因散热较好,温度很低(70度)。这个结果与我过去EE70C磁芯,
有0.25mm~0.3mm气隙,90KHz频率外层5匝时所做的实验结果大不一样,那时从中间漆包线烧黑而两边如新的色泽去
推测估计(可惜当时没实测温度),中间与两边温升梯度是极大的!保守认为也有个70度~80度。
楼上 greendot 老师的分析应该也是有道理的,我短路一根600mm的导线,看到的就是从中间烧断.....
但在两次变压器的实验中,看到的结果并不相同。现在想想,怀疑频率,绕组,气隙,电流,电流密度,环境气温.....
只能是瞎猜了.....
(Lp=5.3mH,当时记错了,2010年1月24日更正)
greendot
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  • 2010-1-20 22:45:23
 
问下晶老师,EE55B的12T和EE70C的5T都是紧绕的吗?
晶纲禅诗
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  • 2010-1-20 22:49:42
 
是多股丝包线,是紧密绕制的。5T的稍松一些。
greendot
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总工程师
  • 2010-1-20 22:59:37
 
会不会就是这个原因。紧绕的匝贴着匝,热量互传较佳,因而温度较平均,相反松的就比较悬殊了。
晶纲禅诗
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  • 2010-1-24 23:01:41
 
晶纲禅诗
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  • 2010-1-25 22:07:07
 
同样的电流密度,同样的散热条件,频率高了,铁与线都更热了,散热设计的要求就更高了.....
频率较高时,如散热不良,则匝间热梯度会更高.....
当然以上只是最“直观”的认识,内在奥妙与机理还待高人解析.....
lqf537503
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  • 2010-1-29 17:39:02
 
有空再看
greendot
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  • 2010-1-29 22:16:18
 
能介绍一下这些线的规格吗?
右边的(100KHz的?)外层幼线焦黑了,中间内层的也是黑的吗?
晶纲禅诗
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  • 2010-2-5 23:59:06
 
由于不是正式产品,仅仅是探究发热状况,所以很多详细资料都未做成正式文档保存(只存了实物标本),现正在寻找中,右边的是100KHz(实际
为110KHz,是用低栅荷的37N50A两两并联做的“双管正激式”试验,当时环境气温正好是摄氏25度,无风冷);左边为30KHz,用高速IGBT
做双管正激式,去年测试(其它资料正在查找,待续)。
hyj574
  • hyj574
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  • 2011-11-4 14:03:24
 
大师啊 学习了
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蓝蓝的天
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  • 2010-9-30 13:09:54
 
好帖
晶纲禅诗
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  • 2010-2-6 23:25:52
 
续146楼:
110KHz多股线为0.23mm QZY 线 330根绞合,工作电流约70A,电流密度5.106A/mm^2;30KHz为0.25mm QA 线 280
根绞合,同样约70A,电流密度5.093A/mm^2。30KHz磁芯为“零”气隙,110KHz有0.25mm左右的气隙。整流同为200A
莫托模块,110KHz在25度时70A连续工作2小时,绕组据说不到20分钟就开始冒青烟,之后靠排风机换气,气味呛人。
30KHz实验的环境温度无法找到,估计在15度~18度,也无风冷,连续工作5~6小时左右,据说有漆焦味,但不十分严重。
在停机后解剖变压器线包, 从现象观察,同样电流密度,频率高与有气隙时更易导致线包发热及热梯度更大。
伟林电源
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  • 2010-2-7 13:32:32
 
晶纲禅诗
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  • 2010-2-7 23:10:46
 
有啥好惊讶的?一个EE55的变压器做超温试验,室内呛人的焦漆烟味道谁受得了?加个排
风扇换气都不管用啊! 还有有风冷与无风冷,变压器铜线可工作的电流密度要差几倍! 原副各分两层与原副交错“三
明治”绕法,及选择不同的线材,不同的频率,层间温升梯度也各不相同.....
伟林电源
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  • 2010-2-9 17:54:18
 
俺是佩服晶兄的执着,感动到狠狠的吃了一惊。
晶纲禅诗
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  • 2010-2-9 21:17:31
 
这散热设计是玩大功率开关电源的必修课(个人觉得是较难渡的关),如各种余量都放得大一些,自然较易做好,
但产品的成本会上升不少。
伟林电源
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  • 2010-2-9 21:26:35
 
呵呵,虽然之前也有接触过一些大功率的电源应用,可是理解还不算很深刻,以后还需要晶兄多多点拨点拨啊。
greendot
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  • 2010-2-8 15:12:31
 
例子里的电流密度只是平均值,但邻近效应趋肤效应会影响电流的分布,可能是外层铜线的电流密度最高,功耗最大。
gxg1122
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副总工程师
  • 2015-12-8 13:20:18
  • 倒数5
 
是的 趋肤效应
jimmy
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  • 2010-2-9 11:06:57
 
禅师的治学态度值得敬佩!
胆色过人呀!
greendot
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总工程师
  • 2010-2-9 19:17:11
 
差点看错,以为是色胆过人。
晶纲禅诗
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  • 2010-2-9 21:25:44
 
大圣兄弟:实在是过誉了。这 greendot 老师才是真正的治学严谨,整个帖子从开始到现在,全靠 greendot 老师不断纠正
我的错误,并给以理论解析,实在是令人敬仰不已.....
greendot
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总工程师
  • 2010-2-9 22:32:59
 
晕,大汗淋漓。晶老师实在是大大滴谦虚和客气,我的只是信口开河,胡乱瞎猜,说不上什么理论。
这里要感谢晶老师不断提出十分有启发性的问题,详尽的实验数据,让我们学习和思考,赞。
jimmy
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  • 2010-2-14 10:37:23
 
呵呵,楼上两位都不必过谦了,你们都是我的良师益友,哈哈。期待更多精彩的言论给大家品读。
顺便祝大家新年快乐
晶纲禅诗
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  • 2010-2-14 15:51:29
 
将30KHz的副边从70A超流至200A,不足一刻钟,也被烤焦,可见电流密度是发热的第一原凶。当然电流密度过高时的发热是短时间“立杆见影”
的。但在电流密度在比较合理的范围内时,散热条件、涡流损耗的因素也不能小觑。另外与原边越近的“副边”发热更大,一是有原边发热的热量
积聚,二估计是原副边之间的“磁场”最强,局部电流密度也较大,三是137楼所述的“热者更热”的原因,几种综合作用导致局部烧黑。如采用每
根直径0.07mm以下的多股“里兹”线,则导线的涡流损耗就会小很多。
伟林电源
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  • 2010-2-14 21:02:44
 
看图都是中间部分烧黑了,我想可能是磁力线对位的地方涡流损耗最大,当然居中的位置也是散热条件最差的地方。
晶纲禅诗
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  • 2010-2-21 21:26:11
 
相对于一层包裹一层的绕制方法,多槽绕制方法在散热性能上似乎还是有一定的优势的,不知各位对此是何看法?
伟林电源
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  • 2010-2-22 20:12:58
 
对散热有帮助,可是匝与匝之间的间隙也跟着大了,呵呵。。。
晶纲禅诗
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  • 2010-2-24 22:15:52
 
上传一个纯业余级的土炮变压器,拓扑也是十分地奇怪,工作频率是111KHz的硬全桥,无输出滤波电感(怀疑是瞎搞
的),直并0.62uF/630V的高频CBB电容原边串6.5uH的电感(像全桥移相的谐振电感,但少两个箝位二极管),是我帮
朋友维修的100A/24V电源主变,有80mm*80mm 12V风扇风冷时,环境稳度24度满载15分钟,铁温90度,原边线温88
度,两个副边92度,效率90.5%(是AC/DC效率,可能有误差),看性能还过得去啊.....
sensezcy
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LV8
副总工程师
  • 2010-2-25 08:19:20
 
请问版主:
看这两个图片,变压器好像是没有骨架,初次级的绝缘性能有待考究。
初次级是分开绕制的,散热是好多了,但漏感就N大了,次级还没有输出电感,有点疑惑。
还有这副铁芯是EE75B?
晶纲禅诗
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  • 2010-2-25 23:03:05
 
才是EE55B啊。由于无骨架,磁芯又是导电的,所以绝缘性能的确不太过硬。
Lp=255uH(13匝) Ls=7.6uH(2匝) Lk=7.25uH(短路2个2匝)估计是有0.06mm的气隙的。
WANGYUREN
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总工程师
  • 2010-3-26 10:36:43
 
漆包线都有套玻璃纤维套管,如果有浸渍,绝缘应该没问题。
liulijin
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LV2
本网技师
  • 2010-7-26 10:31:33
 
想请教晶老师,关于反激电源磁通密度的问题,是不是不管大小功率,磁通密度必须于小0.3?
晶纲禅诗
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  • 2010-7-29 22:27:37
 
与功率大小无关,那是铁氧体磁芯的磁特性所决定的,呵呵...如再大就会饱和了。
greendot
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总工程师
  • 2010-2-26 17:36:24
 
散热条件跟线包的总表面积有关,层包层和多槽的可能是差不多的,问题是多槽绕法的铜损会不会低些呢?(先不管漏感)
有点想知道142楼图右线圈截面积的焦黑分布情况呢。
晶纲禅诗
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  • 2010-2-27 21:56:27
 
我的理解是:虽然表面积是一样的,但原副边都有了直接由铜线传导到表面的散热机会,可能会更好一点...
再者多槽绕法的铜损的确要小不少,高频时尤为明显,估计是绕组的分布电容要小很多...
142楼的多股线的焦黑规则是:越是中间匝数(如5匝中的第3匝)越焦黑;越是接近原边的越焦黑(空了上传图片)。
当然之前并没说明简单的多股线只能减小涡流损耗,但又会引入环流损耗...多股线实用时还得采取一些绞合措施...
greendot
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总工程师
  • 2010-3-2 21:44:53
 
看你的线材没怎么绞合,跟一根相同截面积的粗线几乎没分别,
这样的话,贴近初级的一侧(内侧)的电流密度最大,远离初级的一侧(外侧)最小,这个对DC和AC份量都适用。
100KHz 的那个,内外侧都黑了,那中间内层都应该也是黑的喽?

至於环流,是不可避免的,100KHz的那个应该比较严重,
记得跟频率的平方成正比,而又有气隙,窗口内的磁场又增加了,更不利环流。

下面两种绕法,认为那个铜损较大? P,S都是各4匝。
晶纲禅诗
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  • 2010-3-2 22:28:54
 
直觉是左边铜损小,漏感也小。但Np/Ns的分布电容比右边的大...
由于仅仅只有4匝,越往复杂的地方想,就会越觉得没把握判定了...呵呵,还是等待老师的分析.....
kekexilu
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助理工程师
  • 2010-3-3 17:01:16
 
greendot
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总工程师
  • 2010-3-3 18:18:46
 
对的,晶老师的直觉厉害。那下面的呢,P,S是N匝。

伟林电源
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  • 2010-3-3 21:40:57
 
A、B、D、C
晶纲禅诗
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  • 2010-3-3 21:44:00
 
C与D我真的搞不懂哪个更小.....
直觉线损从小到大的顺序是 D C A B
等待评分了...哈哈.....
greendot
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总工程师
  • 2010-3-3 22:46:35
 
呵呵,我心目中由小至大是 D,A(=C),B。不保证是对的啊。
回应173楼,如果多槽绕法像C的话,铜损和S叠P的普通绕法基本上是一样的。

PS:不好意思,忘了说明条件,P,S的面积长宽比例如图所示,A,B,C内每个格都是正方形。
晶纲禅诗
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  • 2010-3-4 22:11:49
 
我猜想C的P或S的分布电容是否会比A更小些?
sensezcy
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  • 2010-3-5 08:16:22
 
同意,C中的P或S的分布电容形成了串联效应,所以应该会小一些
greendot
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总工程师
  • 2010-3-7 22:32:39
 
这不一定。如果A的P或S只得一层呢?
例如P,S只有4匝,那么A的电容是Ctt/3,C的是Ctt/2,后者大。(Ctt = 匝间电容)

再者,177楼的A和C的铜损,如果格子的高度比宽度大,A<C,反之,A>C。
luyan
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  • 2010-5-14 09:09:24
 
caoxs
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  • 2010-6-6 17:56:33
 
晶老师,我设计的反激变换器频率200k,220V交流输入,18V/5A输出的,设计的变换器原边三组,其中两组是辅助绕组,副变一组。原边主绕组18匝,副边6匝,副边0.3mm的线20股并绕,原边6股并绕。参数设计凭经验是否合理,变压器绕组布局怎么合适些?烦请给点意见。层层之间用绝缘胶带是不是就可以保证绝缘了,什么情况需要用玻璃纤维套管绝缘啊?
晶纲禅诗
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  • 2010-11-7 12:58:24
 
帖子长了,之前漏看了。
不知你的磁芯是啥型号?抗电强度要达到几KV?
flamingo14
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  • 2011-3-1 17:04:51
 
绿点老师,图D的绕法我不是很明白!如果匝数和骨架大小一致的话,层数不是应该一样吗?是说比如本来4股的绕组分成每层2股绕两层吗
oldzhang
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本网技师
  • 2010-2-22 11:16:06
 
power-pmt
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  • 2010-2-25 08:39:08
 
佩服之至,现在还不完全明白。留个脚印!
wang1969
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  • 2010-2-27 12:53:19
 
summary
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  • 2010-3-26 15:39:32
 
帖子太好了 顶
帝国
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  • 2010-2-25 11:53:09
 
新手报到
kingguans
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助理工程师
  • 2010-2-25 22:36:01
 
好贴 顶!
ll91588
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  • 2010-2-26 11:58:10
 
好帖留个记号
一个小兵
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  • 2010-3-4 09:56:47
 
楼主图片这么看不见了?
晶纲禅诗
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  • 2010-3-4 20:36:19
 
为了减小图片容量,删除了多余图片,哪知在有些电脑上就看不到图片了,现已找回重新上传,请楼上再查看一下,谢谢!
LEDzhao
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助理工程师
  • 2010-3-11 13:26:17
 
多谢大师
gxsgxs
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本网技工
  • 2010-3-12 08:23:56
 
不错。
lipan2yy
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  • 2010-3-12 14:04:16
 
经常来温故而知新。
xiawenjin
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高级工程师
  • 2010-3-19 15:47:56
 
版主们讲讲变压器的寄生电容问题吧!
晶纲禅诗
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  • 2010-3-19 15:56:24
 
分布电容尤其对升压变压器的效率影响比降压型的变压器更大,
我个人还正在探索中啊,希望其他有经验的高手能进来讲讲...十分期待.....
998lllll
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  • 2010-3-20 11:21:31
 
好贴,做个记号。
greendot
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总工程师
  • 2010-3-20 22:51:34
 
有时还不能忽略线组与磁芯间的寄生电容啊。
xiawenjin
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高级工程师
  • 2010-3-21 19:29:07
 
小弟最近搞了好几个小东东,都是应为电容的问题,无法继续了。小弟做电源的时间不长,很细东西真不知道怎么分析。
还望各位说说自己在这方面的经验。
晶纲禅诗
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版主
  • 2010-3-30 21:22:13
 
说到寄生电容,我觉得有必要思考一个问题:
同一个变压器(如全桥中的全波整流变压器),做DC/DC降压时的效率与倒过来做DC/DC(推挽升压)时的效率相比,
会是一样的吗?是否也尊循“互易原理”?
(互易原理说明:在无线电技术中,对同一付天线而言,在固有的接收频率上,其接收增益与发射增益相同)
huyugv
  • huyugv
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助理工程师
  • 2010-3-31 17:14:15
 
向大师讨教 学习
xiawenjin
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高级工程师
  • 2010-3-31 20:41:55
 
从我做过的几个东东来看。是不一样的。升压的比降压的电容大。
为什么真不知道?
晶纲禅诗
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  • 2010-3-31 23:02:36
 
这主要是高压绕组在一层一层的平密绕法时,匝数教多,所以分布电容也大,明显会影响升压效率。
我前面所说的意思是既使是各种分布参数相等的同一个变压器(如一个做400V/24V的降压DC/DC的主变转而用作
24V/400V的DC/DC升压时)做升压时的效率往往会比做降压时更低,其内在原因很值得我们去思考.....
greendot
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总工程师
  • 2010-4-8 13:47:58
 
效率,变压器的,整机的?就算变压器的效率不变,整机的也会有分别啊。
晶纲禅诗
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版主
  • 2010-4-8 23:17:12
 
是指单纯DC/DC部分的效率,是过去几次实验测试的结果,做升压与降压比,
效率总是会低几个到近10个百分点,我猜测是绕组分布电容的在做怪。
jimmy
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  • 2010-6-25 17:57:47
 
我觉得还是分布电容在作怪。副边电容折算到原边,与原边电容折算到副边,因为绕组作用的方式不一样,工作中,产生的各种寄生参数可能也不一样了。
伟林电源
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  • 2010-6-27 05:11:35
 
是的,分布电容不可忽略。
allen-leon
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  • 2011-2-15 08:50:54
 
变压器的内部分布电容有办法测量么??请教各位大侠。。
晶纲禅诗
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  • 2011-2-15 22:59:38
 
这个还得根据绕组结构,分别对待,不能一概而论,个人觉得可用“等效模拟”法来模拟。
lz20060508
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  • 2010-4-1 19:35:59
 
看一下,做个记号.
shayu
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  • 2010-5-5 17:25:16
 
我也做记号
ww2849
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  • 2010-5-18 21:33:25
 
顶了再慢慢学习
slslsl651
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高级工程师
  • 2010-5-23 17:57:29
 
现在看不懂,留个爪印先,以后再来拜读
yj603
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  • 2010-5-29 10:10:14
 
我也不懂!做个记号先!
szsyjz
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  • 2010-5-30 11:00:42
 
学习
kob1981520
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  • 2010-6-2 15:27:23
 
学习了,收藏
bas1114
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  • 2010-6-4 08:45:35
 
虽然贴子跟了很久了,但依然精彩。在此学习了。。。
koolin
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本网技师
  • 2010-6-6 01:14:54
 
你所问的正是我想知道了,好贴,值得收藏!
蓉儿
  • 蓉儿
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初级工程师
  • 2010-6-25 16:40:02
 
叹lz啊,高手如云,精彩!
晶纲禅诗
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  • 2010-7-29 22:51:10
 

这是个多槽开关变压器,实测线包(中间槽格)温升比环境温度才高出13~15C ,在无风冷持续工作30分钟
热平衡后测。
huas2010
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助理工程师
  • 2010-11-14 22:41:27
 
首先对晶老师的钻研精神佩服之至,从中学到不少知识。最近本人在做一2100W电源,AV380输入42V50A输出,一开始用34:4的变压器发现在低端330V左右时输出电压就不稳定,后来改为29:4和35:5的变压器在高低端都能达到要求,不知才能那个匝数比的变压器的性能会更好些?
晶纲禅诗
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  • 2010-11-14 23:09:54
 
抛开制做工艺与安规问题,单纯说说29:4与35:5,Np/Ns 为29:4时线包温升低,35:5时
铁芯温度低,不知你的Np 29匝时铁芯的磁摆幅会达到多少?在线包温升问题不突出的前提
下,如开关频率低于40KHz,我个人一般都偏爱匝数多的方案,相对来说可靠性会高些。
summary
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高级工程师
  • 2010-11-15 09:13:42
 
sufeilaET
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  • 2012-2-15 15:37:09
 
好帖 顶
让我欢喜让我忧
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本网技师
  • 2010-8-20 14:56:49
 
先收藏晚上好好学习下
lansunhsu
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  • 2010-10-18 14:27:12
 
要留个记号!
ctus220
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蓝蓝的天
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牛帖!!!
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  • 2011-2-14 21:14:04
 
验证中
jsongyan
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  • 2011-3-2 08:50:46
 
学习了。
wang1969
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  • 2011-3-27 11:20:33
 
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好帖真多
jacklee1
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  • 2011-5-15 17:09:04
 
好帖学了不少
庞展
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副总工程师
  • 2011-6-18 23:00:57
 
谢了,收藏了。这样的好帖得分享给更多的初学者。
Moderator
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LV4
初级工程师
  • 2011-7-19 09:29:06
 
楼层不是盖出来的都是真东西啊,赞赞~~
shayu
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版主
  • 2011-7-19 09:32:23
 
寿工的帖子就是牛
一根烟
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LV3
助理工程师
  • 2011-8-23 11:17:36
 
收藏先
huiled
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LV3
助理工程师
  • 2011-12-10 14:21:40
 
是的,都是一些牛人
jacky_zhang1975
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高级工程师
  • 2011-12-10 16:26:27
 
&nbsp;&nbsp;&nbsp; 好贴
powercheyne
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高级工程师
  • 2011-12-10 18:16:51
 
收藏了
fugems
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LV8
副总工程师
  • 2011-12-11 11:09:20
 
寿工的强帖啊!
ourliving
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助理工程师
  • 2011-12-13 16:35:58
 
好帖
6678924
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初级工程师
  • 2012-4-26 19:53:52
 
000123
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副总工程师
  • 2012-7-16 20:41:28
 
经典
anmo
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本网技师
  • 2012-7-17 17:28:39
 
学习
humphery
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高级工程师
  • 2012-7-18 10:46:49
 
分析的很细微啊,做产品就应该这样啊
moses
  • moses
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LV6
高级工程师
  • 2012-7-27 09:56:08
 
收藏,有空再仔细研究研究
lq520yxh520
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助理工程师
  • 2013-12-14 09:28:17
 
学习
tianyuandifang1980
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助理工程师
  • 2014-4-3 13:57:28
 
留个记号。路过了
songlsx
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积分:5248
版主
  • 2014-11-30 19:34:45
  • 倒数9
 
变压器有很多搞不懂的东东,看起来没什么,实际做起来确实很复杂,比如换一家的磁芯,参数就要调整一遍。
梦开始的地方
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LV8
副总工程师
  • 2014-11-30 22:42:41
  • 倒数8
 
光是一个基本的公式就看的头都大,实在是没有精力和兴趣去研究, 只要有现成的计算公式,照抄就可以了,还有变压器软件也可以用,主要要自己增加的就是屏蔽什么的。
simonbin
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LV8
副总工程师
  • 2015-12-9 09:16:24
  • 倒数4
 
目前正在进行变压器的参数优化,来学习了
adaliu
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LV1
本网技工
  • 2015-12-11 13:42:34
  • 倒数2
 
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