| | | | | 看上去挺好的,不知道是否实用。
还有电容和电感参数如何设计? |
|
|
| | | | | 设计要点:
C1,C1的作用就是个吸收电容,工况是全充全放(不是钳位),从能量角度看,其功率容量对应于漏感产生的能量。即:漏感大,C1就大。
D2,要用快恢复,和平常的反激吸收用的二极管一样。
D3,由于有个较大的电感与之串联,D3用4007这类的二极管即可。
L1,L1的作用是为电容C1提供逆程电流(如果把开关断开C1充电叫正程的话),因此L1的大小应使得C1在逆程期间可以刚好放电到0V(C1端电压)为宜。L1的工况必须是单向电流偏置,因此要串D3。 |
|
|
|
| | | | | | | L1单向充电?会有震荡吧,电感不消耗能量,吸收多少,就放出多少。 |
|
|
|
| | | | | 很不错的吸收电咱, 但是李工说下面4007, 究竟是1N4007, 还是UF4007? |
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 可以写份《个人收入证明书》,找单位财务盖章,证明个人年收入少于2W,可退返90%费用,年费也可减免。 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 四川话,算逑了就是放弃了的意思,这个电路共享了,大家品尝。 |
|
|
|
| | | | | C1的电荷不会回馈到bus电容,而是在on time流过MOS,反而加大了mos的电流。
仔细看你仿真的波形:
mos的Ids在开通瞬间有个电流的尖峰,估计也跟这个原因有关,相当于加大了Coss。 |
|
|
| | | | | | | D2有明显的电流回馈,看清楚了,而且回馈的刚好是C1的充电电流。
mos的Ids在开通瞬间有个电流的尖峰,是D2反向恢复电流,其他反激也一样。 |
|
|
| | | | | | | | | D2那个电流主要还是变压器的能量在给C1充电,L1的能量回馈不知道占多大比例。
不好的一点是增加了MOS的导通损耗。
蒋总在23楼的分析比较清楚,L1确实回收了一部分能量。是否真的有3~5的百分点,不好说。要实验一下。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 你怎么把RCD钳位的损耗搞的那么大?120W的,通常情况下也就两三W,做的好的可做到一两W |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 可能是漏感比较大吧,都是在相同漏感情况下的对比。吸收损耗是RCD3个元件上的总损耗哟
资料表明,无损吸收开关管损耗最低,主要是开关应力的降低,导通损耗的增加应该是非常次要的了。
不对哟,如果吸收损耗只有2、3W,整机效率过90了,普通反激能够做这么高吗? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我手头有台达65W的反激,EC2832变压器和功率管3*6CM铝散热器的温升都在40度左右,没3W以上的功耗达不到这种效果。而RCD用的电阻是3W的金属膜,从降额系数看,电阻实际功耗最多1.5W,C基本上不会发热的,二极管基本无温升 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 如果估计没错,它的漏感在1%左右,效率在90%左右 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 漏感做1%要五明治(3夹2),要花大价钱的,3明治(2夹1)能做百分之二三吧 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你把变压器理想化了?
开关管的上升/下降沿呢?50nS?
RG多大?
EMI能不能过呢? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 通常,120W的单端变压器,效率能做到97%就很不错了 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 变压器不是理想的,有铜铁损耗:
变压器:
磁芯参数:型号EE2825,材质PC40,气隙2mm。
绕组参数:原边76匝,线径0.7mm,副边17匝,线径1.0mm
检测参数:原边电感460uH,电阻200mΩ,副边电感24.6uH,电阻25mΩ,漏感3%
运行参数:(极端低压120%超载)
原边:最大电流平均值1.68A,有效值2.27A(对应铜损2.27^2*0.2=1.03W),峰值4.0A,饱和电流6.8A,抗饱和安全系数170%,输入功率129.78W(电流波形*电压波形之平均值)
副边:最大电流平均值5.0A,有效值7.89A(对应铜损7.89^2*0.025=1.56W),输出功率125.95W
变压器最大损耗=输入功率-输出功率=3.83W,其中铜损2.6W,磁损1.23W
跟你说的差不多,97.几%的效率
PWM的上升沿下降沿各200ns,差不多吧?
有了这200ns,Rg无所谓吧? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 损耗不能只算交流,由于趋肤效应和临近效应,线圈的交变电流只能靠导线的一边的一小部份走,别的地方基本浪费了,交流铜损不下直流法的2倍 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在开关电源普通PWM频率下,趋肤效应引起的铜损(等效电阻)的增加,对于圆形截面的导线,仅占几个百分点吧? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 趋肤效应引起的交流电阻增加幅度确实不大,几到几十个百分点吧。但是临近效应的“效果”就很显著了,层数越多效果越“好”,一不留神就是好几倍 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 建议另外开帖专题讨论
变压器、电感之七:绕组的趋肤效应、临近效应 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好像有人开过,找一找,再征求一下作者意见,改下名就行了。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我是想讨论,最近用特氟龙高温线做Boost电感,是多股镀锡铜线结构,感觉很爽,温度很低,没想通道理。
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Boost电感属于直流电感,交流分量不大,故趋肤效应和临近效应的影响比较小。这种电感我甚至用直径1.8mm甚至3mm的漆包线干过,只比多股细导线绞合的温升高一点点,三五度吧 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Boost拓扑电感,高频交流得一塌糊涂了,接近临界模式,居然不发热 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 从扎线看,你这电感个头不小,还玩CRM?
用起来不发热,是不是电密和deltB都比较小 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 4个截面的线,出力22A,100KHz,纹波系数大约70%
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 天,你这个图看起来好吓人,一般的粉芯材料只有哭的份,是什么材料的磁芯?介绍一下。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 想不明白为什么要用镀锡铜线呢?锡的电阻率是铜的6倍 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 高温线要吗镀锡,要吗镀银,没得选,况且镀银贵很多,而且许工冒了一句,镀银线大有问题,我也是至今没搞明白为什么? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 难道正是那6倍电阻率充当了漆皮的作用使得导线得以趋肤?诡异! |
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 20度很底了, 多大尺寸的磁环? 多大的线径? 几股? 几匝? 电流多大? |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 热阻估算,5~10K/W。
20度温升,有一个可能:底面涂导热硅脂,固定在金属底板上 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我只是想说明,拓扑电感,纹波很大,没有用多股线,用高温线,结果温度还是可以接受的,
它旁边一个滤波电感,散热条件相当,且前后都有滤波电容,纹波很小,铁粉芯环,单股漆包线绕制,发热厉害,非常烫手(估计在90度),没想通道理。
后来反复找原因,发现增加滤波电容可明显降低该电感发热,但从仿真看,增加滤波电容并没有显著改变该电感工况,百思不得其解。
后来把同样的电感串在电源线上,就不发热。遂得出结论:铁粉芯环对高频纹波太敏感,做滤波电感也可能发热,不知其他人有没有这样的体会。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 一般为10-30%的纹波率,才能保证损耗可接受,84楼提出过。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 以你24V, 输出计,SBD就少说吃掉2%。我们通常看到SBD加了一个不小的散热器,而RCD没有散热器。虽然电阻可承受比较高的温度,但从散热条件看,通常都是整流管损耗大于RCD |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 120W反激,前面有PFC吧!所以,输入电压范围较小,提高效率是有机会的。
我用小功率反激调试的结果:
1,90Vac 有吸收作用,电感L1上有理论上的电流。
2,输入电压上升到130Vac以上,电感L1上电流逐渐观测不到(很短时间的尖刺)。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 老兄都已经开工了?
哪有反激前面做PFC的?
这个电路要在最不利工况调试,确保此时反压最低、效率最高,其他工况就不用操心了,整机效率不会比最不利工况差就行了。适应全电压没有一点问题。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 我的意思是电源有PFC电路,能把100~240Vac输入转换成420Vdc(或者其他较小的变动范围)。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个电路要在最不利工况调试,确保此时反压最低、效率最高,其他工况就不用操心了,整机效率不会比最不利工况差就行了。适应全电压没有一点问题。适应单级PFC也同样没有问题。因为这个电路只对漏感说话,跟输入电压没啥关系。 |
|
|
|
|
|
|
| | | | | 注意事项:
1、由于L1是单向偏置电流,所以要用抗饱和磁路结构,比如小工字磁芯制作。注意其电流、电压应力。
2、由于电路是无损结构,很容易产生振铃,一般应对D3(或者D2)做点RC吸收,典型值R=2K, C=22P,意思意思即可。
3、D3、L1可交换位置,看自己方便了。
4、有时候不用D3,L1也是单向电流的,则可以拿掉D3。 |
|
|
|
| | | | | | | 我整过,感量不好调的, 突然发现我调的不是和李工的这样的。这个我有空也得试试看。 |
|
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | 嗯,这个是正激,不知道反激能不能也搞附加绕组?谁来试试? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 正激反激不都一样嘛,只不过前者着重吸收Lm储能, 后者着重吸收Lr储能 |
|
|
| | | | | 主开关关断 P1反冲能量对C1充电 路经D2至M1形成回路。
主开关开启 C1能量通过主开关 L1 D3形成回路。
没有回到VDC电源上去啊 |
|
|
|
| | | | | | | | | 好象不通也得通吧,主开关开通电容上的能量只能从D3上过,还能从哪里走
我晕啦 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | 电路稳定后:开关导通, 有如下现象:
1, Lm+Lr储能;
2, C1通过D3向L1充磁;
开关关断后, 有如下现象:
1, 漏极电压跳到VCC+Vd1, Lm+Lr开始消磁, 二者的能量的一部份为C1充电,另一部份耦合到次级输出;
2, L1的储能通过D3, D2 送回电源.
D2的电流有两个部份: C1的吸收电流, L1的馈能电流 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 就是把SPEIC的输出接到输入啊, 部份能量在循环回流 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 如果D<0.5, L1的馈能电流是不流过D2。但没有指定条件,那么还有D>0.5的时候啊,因此D<0.5,L1通过D2回送的馈能电流为0,D>0.5就不为0了
D>0.5的情况,C1通过D2充电得到的电压是Vor+漏感尖峰比输入电压要高,那么开关导通后,C2的电压在半个周期后翻转,如果D2这时没有,那么D3的上方电压比VCC要高,但D2还在,因此多余的电荷通过D2回到VCC |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 能否再仿真个占空比分别为小于0.5、大于0.5的电压、电流波形? |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你们先讨论,争取推导出L1电感量的设计解析式。我手上还有活没干完,不能整天务虚。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 从吸收漏感能量的角度
临界吸收电容C=Vor^2/(Lr*Ipk^2),为了不消耗Lm储能,应用时取0.8倍,适当抬高Vor
从Ton期间能把电容放完,作为与L谐振周期的1/4为临界点
临界电感L=((Ton/4ω)^2/C,应用时取0.8倍 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 纠正,从尽量不消耗Lm储能考虑,应用时C不能超过临界点,也取0.8倍吧 |
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
- |
- 主题:142
- |
- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | | | | | | | 1、用搜狗
2、用智能ABC,小写状态下敲V1、V2、V3、V4、V5、V6就OK了,Π、Ω、Ψ、Φ、λ、ω。。。。。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 好像分析错了吧.
怎么会有多的电回到VCC里呢?
这什么C1的电不从D2 流到LM (LP)形成回路,这样也说得过去.流到大电容里?回路呢?没有吧! |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 不是C1的能量回到电源,而是L1。
况且,开关管开通后,C1左端对地可是负的啊,通过M1,C1,D2充电后,电容C1右端电平是高于左端的,怎么也不可能左端电压高于了电源电压。
回馈到电源的是开关管开通是存储在L1中的磁能,在关断时流入了电源。 |
|
|
| | | | | 这不就是经常说的LCD snubber?很久已有的了。 |
|
|
|
| | | | | | | 半波整流,课本上都有吧?!但半波整流的开关电源适配器,搭配VoIP设备使用,就有专利。
VoIP(Voice over Internet Protocol)简而言之就是将模拟声音讯号(Voice)数字化,以数据封包(Data Packet)的形式在 IP 数据网络 (IP Network)上做实时传递。VoIP最大的优势是能广泛地采用Internet和全球IP互连的环境,提供比传统业务更多、更好的服务。VoIP可以在IP网络上便宜的传送语音、传真、视频、和数据等业务,如统一消息、 虚拟电话、虚拟语音/传真邮箱、查号业务、Internet呼叫中心、Internet呼叫管理、电视会议、电子商务、传真存储转发和各种信息的存储转发等。 |
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | 踏雪无痕
这个吸收电路,在2008年陈永真出的一本书上有,高效率开关电源设计与制作,23页
清风
哦,明白了,应该有其他出处,并不复杂的东西
关键是后面对应的问题,输出侧漏感能量回收,看有没有什么办法?
这个也是你比较关心的,如果解决了,估计还有2个百分点效率提升空间
踏雪无痕
实际测量应该没有那么高的
清风
你是说哪个?输入侧?
踏雪无痕
是啊
清风
仿下来是5个点,稳重点,提了3~5个点,实际应该可以达到
踏雪无痕
我觉得应该没有,没实际测试过
清风
他主要还有个软开关效应在里面,不光是漏感能量回收。效果应该不亚于准谐振
踏雪无痕
找机会试试吧,呵呵 |
|
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | 这种方法不知道是否可行,你看从理论提出验证,已经好长时间了,但还没有大批量应用。 |
|
|
|
|
| | | | | 新手问个问题啊,当开关打开时,给电容C1充电的回路是怎么走的?看了半天没找出来。 |
|
|
|
|
|
| | | | | 我在我的漏野板上试了,怎么没有变化?
266AC输入,输出12DC,1.5A ,负载18W,总功耗23W,
加这个电路,没有什么变化就是变成23.1W外。
电路加填谷功率因素上到0.90,总功耗变成22W. |
|
|
| | | | | | | 你看看什么在发热,小功率用这个电路有个问题,电感需要较大的容量,而电压应力较高,因为体积限制,又不能使用三层绝缘线,很容易击穿绝缘,使回路失效 |
|
|
|
| | | | | | | | | 我刚测试了一下这个电楼,115V 测试20V 90W PWM的板子。变压器漏小于1.5%。
输入功率还大了两W多一点点。
参数HER107*2 +22NF630V+1200UH电感(12W变压器LP)。C上的电压在TON时降到30V。TOFF时充压约100V多点。
感觉这个电路不适合反激,或许只有在越大功率反激或正激上实用。
能否解释一下? |
|
|
| | | | | | | | | | | 你研究一下HER107的工况,这个回路电流很小,很窄,如果二极管的反向恢复电流与它相当,就没有作用了。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | HER107和超快恢复UF107性能差不多。
在22NF的电容上串了一只22R电阻,损耗再加5W以上。说明应该不是恢复的问题。
应该是反射的平台电压被C吸入很大能量后引起的损耗了,
如果只吸入漏感能量可能才有机会提升效率。
VDS与电源电流波形。电流0.5A |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 试一下这篇《反激变换器绕组钳位电路的分析与设计》。。
应该就可以改善效率了。。。
|
|
|
|
|
| | | | | 这个是集美大学的一个人写的吧???叫《一种用于反激式变换器的无损耗缓冲电路》。。。 |
|
|
| | | | | | | 《反激变换器绕组钳位电路的分析与设计》。。
这篇论文才有点靠谱。。。应该小功率也是可以用的。。。
|
|
|
| | | | | 怎么把并联在电容C1上的电阻给去掉了啊?这样不是没法构成RCD电路了么? |
|
|
|
| | | | | | | 这种LCD吸收,台达PC电源有用,其实效果不是很明显,
|
|
|
|