| | | | | 在稳态的时候,这个公式 Vo=VinD是成立的 ~ |
|
|
| | | | | | | 你指CCM?但是固定占空比进不了CCM,没有反馈,占空比不会随输出电压的改变而变化。
BCM状态下,负载加重了电压被拉低:
1、有反馈时就会增大占空比,但电压恢复到设定值后再减小占空比,实现稳态平衡;
2、固定占空比,电压恒定在被拉低的值,使得Vo*Io=Pin,只有刚好在BCM状态,Vo*Io=Pin和Vo=VinD才同时成立。 |
|
|
| | | | | | | | | 张兄,我觉得可以自动重新进入CCM 。A to Z 这本书前几页有个图,如果书在手的话,您可以去看看。 假如不满足Vo=VinD,电感的伏秒平衡就不成立。电感就会积累电流,直到满足负载的功率需求。到了平衡状态,重新回到这个公式 ~ |
|
|
| | | | | | | | | | | 固定占空比,电感是不可能更多的积累电流,没有反馈信号输出电压不可控,后果很严重哦 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 正常稳态情况下:
Vin*Ton=I1*L
Vout*Toff=I2*L
要是电路进入CCM,就必须I1大于I2也就是有多余的能量在关断期间没有释放完
那么看一下这个式子Vout*Toff=I2*L,Toff和L都是固定值
I2的斜率决定了I2在关断期间是否释放完,这个斜率实际上就是此时的输出电压Vout
因为没有反馈输出电压不可控,那么这时候输出电压到底有多大呢?
由什么决定的呢?
由负载决定
没时间写了
我要下班了,呵呵 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 电感不可能积累电流是对的,但后果不严重,就是输出电压被拉低而已
因为积累电流的前提是输入功率大于输出功率,电感才有能量来储存,如果设定输出功率始终大于输入功率,那么电感就积累不了电流,而且输出功率到不了设定值,因为能量守恒不能破坏。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 基于能量守恒很容易就得到结论,设定负载电流越小电压越高,设定负载电流越大电压越低,因为固定占空比输入功率恒定了 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 很看不懂你们怎么得到的这些结论。
前提:Buck电路,固定占空比开环工作
3L“但是固定占空比进不了CCM,没有反馈,占空比不会随输出电压的改变而变化。”
固定占空比在BCM时,负载增大一些,会进入CCM。稳态后的电感电流平均值等于负载电流,输入电压输出电压与BCM时相比均不改变(理想情况下分析)。
8L"固定占空比,电感是不可能更多的积累电流,没有反馈信号输出电压不可控,后果很严重哦"
输出电压时不可控(瞬时会下降),但电感能够积累电流。BCM时,负载电流瞬间加大,输出电流增大的那部分由输出电容提供,输出电压下降,导致电感电流上升斜率(Vin-Vout)/D增大,下降斜率Vout/(1-D)减小,电感电流从BCM到CCM。直到电感电流平均值高于输出电流,电感电流同时提供负载电流和输出电容的充电电流,输出电压上升。电感电流逐渐趋于稳态。
11L“电感不可能积累电流是对的,但后果不严重,就是输出电压被拉低而已
因为积累电流的前提是输入功率大于输出功率,电感才有能量来储存,如果设定输出功率始终大于输入功率,那么电感就积累不了电流,而且输出功率到不了设定值,因为能量守恒不能破坏。”
题主输入功率的公式是基于稳态算出来的,瞬态时,电感磁链不守恒,这个公式不成立。
所以不能设定“ 输出功率始终大于输入功率”。
15L"基于能量守恒很容易就得到结论,设定负载电流越小电压越高,设定负载电流越大电压越低,因为固定占空比输入功率恒定了"
占空比固定,输入功率就恒定这个结论本身就有误。空载时,理想情况输入功率是零,有载就不会是零。
本帖最后由 nanguo2206 于 2016-3-24 15:45 编辑
|
|
|
|
| | | | | 那我想问一下,如果用10K电阻作负载,是不是就工作在第一种情况?因为我实际测量的Vo总是大于D*Vin。
还想问一下,我想做个铅酸蓄电池充电电路,需要恒压和恒流两个阶段;如果作闭环控制,怎么才能做到BCUK的输出恒压和恒流?就是说,反馈量和占空比的关系。 |
|
|
| | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
- |
- 主题:142
- |
- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | 1、如果是闭环了,就不用管是否满足VO=vinXD的关系了,因为环路会自动调整占空比。
2、你用10K做负载,那么你可以计算负载电流从而计算看你的电路是否工作在CCM状态,如果没有,仍然不满足VO=VINXD |
|
|
|
| | | | | | | 这个解释不对,不是二极管引起的,是能量守恒的必然结果。就拿上面那位朋友的例子来说:
18V输入,占空比假定恒为0.5,频率18KHz,感量330uH。
假定为CCM模式,那么输出电压为18V*0.5=9V,用一个10欧姆电阻作负载,则输出功率应为PO=9V*9V/10Ω=8.1W,每个周期所需功率为 POT=8.1W/18KHz=0.45mW。
验算:△I=18V*0.5/(330uH*18KHz)=1.5A,IO=9V/10Ω=0.9A,△I<2IO,CCM模式。
但因为固定占空比,假使输出电压到了9V,每一个开关周期内电源能提供给后级的功率为:PINT=(18V-9V)*18V*0.5/(2*330uH*18KHz*18KHz)=0.379mW,小于负载所需功率,所以输出电压会降低到U,使得 (18V-U)*18V*0.5/(2*330uH*18KHz)= U2/10Ω,由此得到U2+7.57U-136.36=0,U=8.49V。 |
|
|
| | | | | | | | | 假如用10K负载呢,我用10欧姆时电阻发热烧坏了,电阻太小了。
10K电阻使得Vo=Vin*D不符合了,可调范围很小。 |
|
|
| | | | | | | | | | | 必须要闭环调整占空比才可以控制输出电压,否则电压就会随负载变化。10K的话很可能工作在DCM模式,这时即使闭环Vo=Vin*D也不成立。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 由于我要用DSP采样输出的电压才能实现闭环,现在看来做不了Vo=Vin*D关系了。 |
|
|
| | | | | | | YTDFWANGWEI- 积分:109774
- |
- 主题:142
- |
- 帖子:45909
积分:109774 版主 | | | | | | | | 为什么一定要追求VO=VIN*D?闭环会自动调整占空比。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | 由于要对蓄电池进行三阶段充电,第二阶段恒压和第三阶段浮充的电压值不一样,所以要Vo=Vin*D。我想通过对蓄电池的电压电流采样,让DSP来调整占空比来稳定输出值,而不是自动调整占空比的。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 调频、调幅、调相、调占空比,不论你是用DSP还是模拟电路来控制,都是需要用这几种方式来稳压。
为什么通常用模拟电路?因为从取样到反馈调整无须复杂计算,只有线路分布参数和运放网络的延时,响应速度较快,即带宽高动态好。
用数字电路完全可以实现稳压的功能,但由于AD转换和计算周期的延时是基于算法和时钟频率的,低延时就需要高频时钟或者简明算法,如果同时成本受限,数字电路就失去优势了。不过对于充电器等对于输出动态响应要求不高的场合,用低频数字电路来做的话,可以集成数据显示等功能,并能更灵活的控制充放电,所以很早以前就有了数字充电器。
随着较高频率的数字电路成本降低,以后恐怕数字电源会慢慢成为主流,尤其是软开关拓扑用数字方式控制调频和调相应该会更容易。 |
|
|
| | | | | 【每个周期内电源向负载输出的能量即为:Pin=(V <sub style="padding-top:0px;padding-right:0px;padding-bottom:0px;padding-left:0px;margin-top:0px;margin-right:0px;margin-bottom:0px;margin-left:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;text-align:left;">in[/sub] -V <sub style="padding-top:0px;padding-right:0px;padding-bottom:0px;padding-left:0px;margin-top:0px;margin-right:0px;margin-bottom:0px;margin-left:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;text-align:left;">o[/sub] )V <sub style="padding-top:0px;padding-right:0px;padding-bottom:0px;padding-left:0px;margin-top:0px;margin-right:0px;margin-bottom:0px;margin-left:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;text-align:left;">in[/sub] D <sup style="padding-top:0px;padding-right:0px;padding-bottom:0px;padding-left:0px;margin-top:0px;margin-right:0px;margin-bottom:0px;margin-left:0px;word-wrap:break-word;font-family:Tahoma, Helvetica, sans-serif;line-height:25px;text-align:left;">2[/sup] /(2Lf)】- 这是不是有问题? |
|
|
| | | | | | | Pin=Vin*IEDC*D=VinD*(Vin-Vout)D/(2Lf) ,是说得不很清楚,因为这个等式成立的前提是不进入CCM。
应该一步一步说清楚:
1、开机瞬间负载未知时,由于输出电容的存在Vout近似为0,由于电感的存在,初始电流为0,电源从DCM模式开始工作;
2、随着输出电压的上升输入功率减小,若输入功率仍然大于输出功率,则输出电压持续上升输出功率也随之上升,电容储存能量= 输入功率- 输出功率,电感每周期无能量累积;
3、一旦输入功率=输出功率,输出电压就不再改变,所以电感电流没有机会进入CCM状态,上面的等式始终成立。与闭环系统相比的区别在于:闭环BUCK的变量为D,开环BUCK的变量为Vout,而闭环BUCK一旦进入CCM模式IEDC > (Vin-Vout)D/(2Lf),上式就不成立了。 |
|
|
| | | | | | | | | 仿真 :Vin=20V, fs=50KHz, L=100uH, C=100uF, D=0.5, RL=10,这结果该如何分析? |
|
|
| | | | | | | | | | | 我不会用仿真软件,分析如下:
初始状态:输出电压为0,电感电流为0,△IL=Vin*D/(f*L)=20*0.5/(50K*0.1m)=2A。Vout=∫idt/C,第一次开门结束时Vout=0.5*2A*0.5/(50K*0.1m)=0.1V,负载电流仅为0.01A可以忽略,随后电感开始对电容充电,谐振频率1.6kHz,开关频率50KHz,可近似认为恒流源对电容充电,Vout=2A/(50K*0.1m)+0.1V=0.3V;下一周期电感电流连续,输入电流峰值接近4A,输出电压约为1V;如此几个周期后,负载电流上升,电压过冲后电感电流被拉低,电路进入CCM模式,达到平衡状态。但是否能满足Vout=Vin*D还是很大程度上取决于负载大小。
如果用1欧姆作负载,输出电压就到不了10V,因为初始状态△I<理论上电路平衡时的Iload= Vin*D/RL;而如果采用1K做负载,输出电压将会被充至接近20V;只有负载电流Iload= Vin*D/RL介于Vin*D/(f*L)和Vin*(1-D)*D/(f*L)之间时,固定占空比的BUCK才能进入CCM工作模式。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | 开始的时候,可以看作一个等于Vin*D=10V的Step作用在一个2阶系统上,
当Vo谐振到达峰值时,即电感电流IL=0时,但因为二极管的存在,IL不能转向,谐振嘎然停止,
之后IL由零开始,DCM地慢慢积累,另方面Vo慢慢下降,越接近10V时,IL越接近BCM,
最后。。。CCM。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | 相对于LC的谐振周期,Ts远远要小。Vin*D持续的时间没等1/4的LC的谐振周期结束时,它已经不存在了。
或者说:1/4的LC的谐振内,已经重复了Vin*D step多次了,不过即使这样,也不影响您的分析结果 ~ |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 同意大师的说法,的确有这样的风险。
我们的闭环反馈常常用积分环节,也就是基于这个问题的考虑,让脉宽逐渐展开,边看边逐渐增加~ |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还要考虑输出电容的大小,如上分析,如果负载电阻改成1欧姆同时将输出电容改成1000uF,过冲电流足够高的话,仍然有可能进入CCM。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我觉得能
拿BUCK 举例:当电感饱和后,Vin直接通过导线传递到Vo ,Vo=Vin 。
在接下来的时间里,
D 时间:电感没有伏秒,电感电流没有增量,电流保持不变。
1-D时间:电感承受 – Vin*(1-D)*Ts伏秒 ,电感电流下降。
这也就是说:电感饱和后,在一个周期Ts内 电感电流是要下降的,饱和电流不能持续。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,饱和与否,只要负载电阻小于2*L*f/(1-D),都可以进入CCM。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我倒认为电感饱和了,Vo=Vin, 电感电流会增加(直流分量瞬变,交流分量为0),因为只有电源、电容和直流阻抗在作用,但是D时间结束后,电感以饱和电流释放能量。如果负载电流小于电感饱和电流的一半,电感就能退出饱和,如果负载电流太大,电感下个周期都就会再次饱和。 |
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你想,如果flyback电感饱和了会怎样?电流会瞬间出现一个很高的尖峰。
电感饱和不等于电流不变,而是电感不能储能了,所以如果电感的饱和电流为5A,当外部电流超过5A后电感就相当于导线了,但是外加磁场消失后,电感又会以5A的电流向后级释放能量。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感饱和了会怎样?电流会瞬间出现一个很高的尖峰。
来做个假设,电感要即将饱和还未饱和(差那么一丁点),电感的电压是超前电感的电流的(V=jwL*i),电流在没有来的及变化的时候,输出电压(也就是电感的另一端电位)Vo已经先变化成Vin了,一旦Vo先于电流的变化前就等于Vin,电感这个物理实体两端不存在电压差,瞬间的电流尖峰从何而来?
电感饱和不等于电流不变,而是电感不能储能了,所以如果电感的饱和电流为5A,当外部电流超过5A后电感就相当于导线了,但是外加磁场消失后,电感又会以5A的电流向后级释放能量。
电感的饱和不是说电感的磁场就消失了,磁感应强度仍然存在,只是大小不再随电流的变化而变化(但是磁场强度H可变化)。电感饱和和真正的导线还是有质的区别的。只是两者在伏-安关系上近似是相同的。
|
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不好意思大师,那个分析方法或许是错误的。
电感到饱和这个过程中是否会出现张兄的观点,会有个电流峰值Ipk,且Ipk>>Isat
我们换个思路来处理。用下面这个模型来描述这个问题:
Vin*D 的阶跃加到L-C网络上,在L逐渐变成0的过程中,最大电流是多少?会在什么时候出现?
1.电感饱和前,C电压已经上升到Vin*D 。但由于L 压差是0 ,电流不再增长 。电感中出现的电流最大值小于Isat
2.电感饱和时,C电压还未上升到Vin*D 。由于电感的感抗=0,且两端存在电压。电感的电流要激增加。直到VC=Vin*D 电流停止增加。Ipk > Isat .
应该是可能会有个电流峰值Ipk,且Ipk>>Isat 。取决于电感饱和的速度和L-C周期 。不知道这样分析是否正确?请教大师
|
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 电感两端压差接近0,但电感的直流阻抗也接近0,电感饱和后其交流阻抗也近似为0,所以流过它的电流大小由串联在电路中的其他器件决定,在这里就是由后面的电容和负载电阻决定。
1、取决于电感饱和的速度和L-C周期;
2、取决于Vc/RL的大小。
电感的电流要激增加。直到VC=Vin*D 电流停止增加。这个是不对的,要比较D/f和戴维南等效电路的RC时间常数,由于电感饱和后整个支路的直流阻抗极小,在小于D/f的时间内VC就被充至接近Vin了。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 估计情况1不会出现,因为电流这么大,肯定是充的电流大于放的,即这时Vo还未上升到设计值Vin*D,
所以只会有情况2,电流出现尖峰。 |
|
|
| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 已更新主帖,请大师不吝赐教,同时也避免给人误导,谢谢。 |
|
|
| | | | | | | | | 这个地方的错误在于电感每周期无能量累积,如果电感和电容的谐振频率远小于开关频率,且负载电流小于△I的话,电感也会累积能量,从而有可能进入CCM模式。
感谢greendot大师指出谬误之处,通过讨论之后,我希望能更进一步把这个问题搞清楚。
|
|
|
|
|
|
| | | | | | | 感谢管理员关注,不过到目前为止,这个问题还说得不够清楚。。。 |
|
|
|
|