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| | | | | 开关电源设计的第一步就是看规格,具体的很多人都有接触过;也可以提出来供大家参考,我帮忙分析。
我只带大家设计一款宽范围输入的, 12V2A 的常规隔离开关电源
1. 首先确定功率,根据具体要求来选择相应的拓扑结构;这样的一个开关电源多选择反激式(flyback) 基本上可以满足要求
备注一个,在这里我会更多的选择是经验公式来计算,有需要分析的,可以拿出来再讨论
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| | | | | | | 反激计算时有几个值不是估算出来么?比如反射电压,效率,这个有什么讲究??
最好设计个DCM模式的。。比CCM复杂些。。
本人新手。跟着老大学习。。。 |
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| | | | | | | | | 效率要先估算,而且这个估值要合理
反射电压是可计算的 (Vo+Vf +Vr) * Np/Ns
Vo: 输出电压
Vf: 整流二极管上的正向压降
Vr: 输出绕组的 ESR
Np/Ns : 就是匝比
因为我们在选择 MOSFET 耐压时,是必须要算的
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| | | | | | | | | | | | | | | 我在文档上看的,不根据反射电压,您如何求出匝比的? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说说你怎么求得,我不信你不先确定反射电压就能求出匝比。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你这个Vo不就是反射电压么。。不也是先确定Vo,才求n么?? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | ,我故意的。
n=男/女,反过来也可以。
你做过PSR-DCM的的就知道,Dd值是个很重要的值。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我理解你的意思了
你是想通过先确认反射电压VOR
D=vor/(vor+vin)
进一步确定占空比吗?
这个确实是一个很重要的步骤一般宽压根据相关文献可以取100~135v 。
总之反激变压器就是VOR+VINMAX+余量各种搞到一起不能超过你的漏极耐压差不多了。
此刻确认出来的D 还需要进一步验证。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 正解,这是正常的计算步骤!
这样我们才能选 MOS 的电压,通过 Ipeak 来选 电流
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | CCM也是确定占空比,之后根据伏秒平衡VonD=Vor(1-D)---求出Vor---确定匝比。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | VonD=Vor(1-D)你这公式有问题吧。应该是vin*D=Vo(1-D)。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 公式是对的,建议看下伏秒平衡的本质,你VO是输出,要么折射次级要么折射初级 ,不然不是一码事。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 昨天看了贴子,看到了一个系列公式与你说的很相同,咋一看,觉得很巧妙;但实际上一分析发现是错误的
方便将你的公式拿出来展示一下?
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我感觉设计电源,有好多种方法的,没有什么是必须的。就跟科学解释不了的现象,很难说的... |
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| | | | | | | | | | | | | 自己看合理就OK了
12V 估 80% 就差不多了,如果看到坛里某些人,标称 95%+ 或 90%+,你就跟着这样设定,就是不合理的
有很多人是做 艺术品 的,而我们实际是做 批量产品 的,计算还是要选一个合理的,当合理的验证成立以后,我们再在合理的 批量产品 基础上,去向专家们做 艺术品
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| | | | | | | | | | | DCM模式下,反激变态器次级峰值电流怎么算的?看了下有四五种公式!你用的什么什么? |
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| | | | | | | | | | | | | Ipk = 4* Iav
Iav = Pin/Vin(min)
可观注连载中的内容
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 请问下大虾Ipk = 4* Iav是怎么算出来的,我怎么算不出来? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是一个大约值,你根据上面的面积等效可以推出来
计算也可以慢慢地去推导 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这是极限条件下的等式,
T*Iav=1/2*Ton*Ipk
Ipk=2/D*Iav
当D取极限值0.5的时候,Ipk=4Iav |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在DCM模式下,关于初级的峰值电流与平均电流之间的关系,把占空比加上去会更加清晰一点。
反激变换器占空比最大接近50%,初级最大峰值电流最大接近4倍的平均电流。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | CCM 下, Ipeak 会变低,同样也可以用等效面积方式来计算的
省去了,记更多的复杂公式 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | microsoft 画图 + power point
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 你好,我有个疑问,你这幅图里的Toff时间画长了,实际的Toff应该纯在一个死区时间,或者说电感电流变为0后还会再保持一段时间第二个周期才开始
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| | | | | | | | | | | | | | | 大师 这里的Iav 是输入平均电流,是流过开关,至于流过电感的平局电流应该是IAV/D吧,这个学名应该叫初级测斜波中心值吧。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 真没想过这么高深
就是同等时间内,积分面积应该相等; |
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| | | | | | | | | | | 大神你好
我见过(Vo+Vf)*NP/NS Vr输出绕组的阻抗这值怎么来的 怎么取。 |
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| | | | | | | | | | | | | 这个是计算 反射电压的,原则上如果算绕组阻抗的话,需要将绕组的压降也应该放进去,如果考虑输出绕组的阻抗,还需要加 0.5V 进去
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| | | | | | | | | | | | | 这个是指,绕组铜线产生的等效电阻,所产生的压降
你可以理解为新的干电池,输出是 1.5V(此时电池内阻很小,忽略), 当使用一段时间后,它为什么输出电压会降低呢?因为内阻增大了,消耗了电压
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| | | | | | | | | | | (Vo+Vf +Vr) 这三个电压相加可以理解为变压器次级输出电压的吗?
Vr为绕组的ESR怎么理解? |
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| | | | | | | | | | | | | Vr 为绕组上的内阻所消耗的电压
你可以这样理解:
当变压器次级的电压,减去一个内阻所消耗的电压以及整流二极管上的压降,就等于输出电压
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| | | | | | | | | | | | | | | 哦,谢谢 ,明白了!
那如果针对正激的,是不是电源输出电压为,变压器次级电压,减去一个内阻消耗电压及整流二极管上的压降,再减去一个,储能电感上面的压降的。
变压器输出电压=Vo+Vr+Vd+VL
Vo为电源办理出电压
Vr变压器绕组消耗电压
Vd整流二极管压降
VL,储能电感压降
可以这样精确计算的吧! |
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| | | | | | | 提高效率的方法有很多
但前提是要让电源稳定,可靠工作的基础上才考虑的 |
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| | | | | | | 这个公式我第一次见,没有去验证,与本贴主题太远,暂不能给你太多建议
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| | | | | 2.当我们确定用 flyback 拓扑进行设计以后,我们需要选择相应的PWM IC 和 MOS 来进行初步的电路原理图设计(sch)
无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。对里面的计算我还会进行分解
分立式:PWM IC 与 MOS 是分开的,这种优点是功率可以自由搭配,缺点是设计和调试的周期会变长(仅从设计角度来说)
集成式:就是将 PWM IC 与 MOS 集成在一个封装里,省去设计者很多的计算和调试分步,适合于刚入门或快速开发的环境
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| | | | | 3. 确定所选择的芯片以后,开始做原理图(sch),在这里我选用 ST VIPer53DIP(集成了MOS) 进行设计,原因为何(因为我们是销售这一颗芯片的)?
设计之前最好都先看一下相应的 datasheet,自己确认一下简单的参数
无论是选用 PI 的集成,或384x 或 OB LD 等分立的都需要参考一下 datasheet
一般 datasheet 里都会附有简单的电路原理图,这些原理图是我们的设计依据
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| | | | | | | 啥都没讲,不知道详解在哪里,大街上都是这样的过程。是不是在打广告 |
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| | | | | | | | | | | 就上面看到你跟C58说的VOR跟占空比。是先假定VOR求占空比,还是先假定占空比求VOR。哪种做法好呢?房主实际设计中是怎么处理的呢?取值经验值多少呢?为什么经验值是这个数据呢? |
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| | | | | | | | | | | | | 其实我也没怎么取,都是根据书本知识开始的,只不过依据自己的经验,将之不必要的东西经验化而已,省去推来推去的麻烦
maybe 每个刚一入阶的都会,甚至都不屑;anyway,依据这些我可以保证各位刚入阶的,或者已经进阶,甚至高阶的,都可以做出一个 正常工作的实物出来,这就是我的初衷
相信这样,总比徘徊在门外的要实际一些
let's go on ... ... |
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| | | | | | | | | | | | | 小弟也整过好几款DCM-PSR小功率电源。
开关电源在相当大的参数范围内都可以正常工作,而且没有明显的差异,你把感量取到0.8,1、1.5、2都可以,或你把匝比取到0.2,0.25,0.3也行,都是可以调到正常工作的,但是,为什么偏偏用这个参数而不用那个参数呢?原因在于变压器的绕法:你要费尽心思去把原、次边绕满整层,这就要不断地调整线径、圈数(匝比)并核算Vmos,Bmax,Dmax,Dd这些参数是否在器件规格之内。这样你会无奈地发现,只有一种参数是合理可行。
为什么要绕满,一是耦合良好(PSR需求)、二是变压器平整、三是EMC有正面作用,当然你也可以乱绕,各种绕,以采用随意的电源参数,也没人说不好。看个个习惯吧。 |
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| | | | | | | 楼主,你这个电路图没有加热敏电阻,不加热敏电阻可以吗? |
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| | | | | | | | | NTC 的添加主要看实际电路的需求
比如开机冲击电流要求比较苛刻的条件下,添加 NTC 是必要的;普通条件下,共模电感本身就可以做电抗器用
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| | | | | | | | | | | NTC在什么情况下会造成损坏呢?
是不是电源非常热的时候?
具体是什么原理造成损坏的呢? |
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| | | | | | | | | | | 1:请问楼主,我怎么开机冲击电流要求苛刻不苛刻,之前调试一款220AC-5VDC 24W左右的电源,输入交流加了共模电感而且很多的电感量,就是没有加热敏电阻,上电有时候不会炸电容,有时候一上点就把电容咋飞。你说是什么原因。谢谢指教 |
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| | | | | | | | | | | | | 上电时,前级滤波电解电容炸飞,多是电解电容质量不佳导致
如ESR过高、密封性不佳、等等 |
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| | | | | 5. 确定开关频率,选择磁芯确定变压器
这里确定芯片工作频率为 70KHz,
芯片的频率可以通过外部的 RC 来设定,工作频率就等于开关频率,这个外设的功能有利于我们更好的设计开关电源,也可以采取外同步功能。与 UC384X 功能相近
变压器磁芯为 EER28/28L
一般 AC2DC 的变换器,工作频率不宜设超过 100kHz,主要是开关电源的频率过高以后,不利于系统的稳定性,更不利于 EMC 的通过性
频率太高,相应的 di/dt dv/dt 都会增加,除 PI 132kHz 的工作频率之外,大家可以多参考其它家的芯片,就会总结自己的经验出来
对于磁芯的选择,是在开关频率和功率的基础,更多的是经验选取。当然计算的话,你需要得到更多的磁芯参数,包括磁材,居里温度,频率特性等等,这个是需要慢慢建立的
20W ~ 40W 范围内 EE25 EER25 EER28 EFD25 EFD30 等均都可以 |
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| | | | | | | 楼主,你这个70KHz是如何通过外部的 RC 来设定,用的什么公式啊?
是电路图中哪个R,哪个C决定的呢 |
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| | | | | | | | | | | 这个表就是RC吸收的? RC是根据频率来计算的啊。。领教了 |
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| | | | | | | | | | | 你好,你这个计算公式是什么样的,我看很多UC3842的设计频率定义为 Fs=1.72/Rt*Ct
我大约的算了下,你的这表中的,大约为Fs=1.55/Rt*Ct
这个频率设定,有标准的计算公式的吗? |
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| | | | | 6. 设计变压器进行计算
输入 input: 85~265Vac
输出 output: 12V 2A
开关频率 Fsw: 70kHz
磁芯 core: EER28/28L
磁芯参数:Ae 82mm2
以上均是已知参数,我们还需要设定一些参数,就可以进入下一步计算
设定参数:
效率 η = 80%
最大占空比:Dmax = 0.45
磁感应强度变化:ΔB= 0.2
有了这些参数以后,我们就可以计算得到匝数和电感量 |
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| | | | | | | 最大占空比为什么设定为0.45呢,留有20%余裕的话应该是0.8啊 占空比难道不可以超过50%
不好意思,今天问了很多问题 |
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| | | | | | | | | 一般反激拓扑结构下, Dmax 不建议超过 0.5
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| | | | | | | | | | | 如果设置0.48也可以的吗?
另外0.02有什么影响吗? |
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| | | | | | | | | | | Dmax 不建议取值大0.5的原因是什么?可以详细的讲解下吗 大师~ |
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| | | | | | | | | 对于DCM 工作状态下,占空比确实是不能超过50%,变压器需要复位啊, |
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| | | | | | | | | | | 这里有个问题需要请教下。对于初级侧的磁复位
举个例子 D=0.6 那么
VIN*D=VO*(1-D)这里说的是 临街模式,同时VO 为MOSFET 断开 加电感端电压
由于1-D《 D,
所以这VO的电压比VIN大才有机会在这个断开时间内磁复位
那么这个电压等于什么来着?这个电压就是VOR,这在一定程度上可以说如果D选的过大需要很大的匝比,二很大的匝比造成的结果就是漏极电压VINmax+vor 比较大。
总之不是说D取得大就一定不能复位,这才是最后结论。 |
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| | | | | | | 大神那磁感应强度变化:B=0.2是怎么算出来的,假如是EE16,那是多少呢? |
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| | | | | | | | | 这个是根据磁材的,一般 0.15~0.35之间都可能
选得越小,针对磁材要求就越不严格
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| | | | | 6. 设计变压器进行计算(续)
计算开始
输出功率 Po = 12V * 2A = 24W
输入功率 Pin = Po/η = 24W/0.8 = 30W
输入最低电压 Vin(min) = Vac(min)*sqr(2) = 85Vac * 1.414 = 120Vdc
输入最高电压 Vin(max) = Vac(max)*sqr(2) = 265Vac * 1.414 = 375Vdc
输入平均电流 Iav = Pin/Vin(min) = 30W/120Vdc = 0.25A
输入峰值电流 Ipeak = 4 * Iav = 1A
原边电感量 Lp = Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw) = 120Vdc * 0.45/(1A * 70K ) = 770 uH
到此最重要的一步原边电感量已经求出,对于漏感及气隙,我不建议各位再去计算和验证
漏感 Lleakage < 5% * Lp |
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| | | | | | | 请教一下,按你这个(原边电感量 Lp = Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw) = 120Vdc * 0.45/(1A * 70K ) = 770 uH)的公式来看,好象与变压器参数无关那样,
初学者求解。。
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| | | | | | | | | 反激里除变压器功能,同时又担起电感的责任
电感的储能基本公式 P = 1/2 * I * I * Lp ,这个公式与磁芯的参数也无关吧?
就是说:反激的原边电感,或其它拓扑的励磁电感,与变压器参数是无关的,只与电感量有关
比如,你用 EC28 或 PQ30 情况下,电感是一样的,圈数和线径改变了而已
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| | | | | | | | | 你好,按这个公式来看,如果一个变压器的初级峰值电流很大,工作频率又高,电感取值不是很小很小的吗?
比如说Vin(min)=120V Ipeak=5A Fs=100K
这咱变压器求得的电感为:120*0.45/5*100=108uH 这种变压器电感取值合理的吗? |
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| | | | | | | 输入平均电流 为什么是除以最小的电压呢?
应该是输入最大平均电流吧 |
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| | | | | | | | | 电感的计算,我们都是需要考虑,最大的电流状态
你说的很对,我写的不太严谨,谢谢!! |
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| | | | | | | | | 输入平均电流即为 初级电流的中间那条平滑直线。
这个电流就相当于断续情况下那个三角形的中间那个0.5出的腰
之所以选最小电压出计算平均值,这个是有原因的
初级就是一个电感储能作用,而在什么情况下不饱和呢?什么情况下是所谓的恶劣情况呢。
而VINmin就是 最恶劣的情况,具体咋恶劣 论坛也有人专门谈过。
在这个条件下 的IPK=IAVG+IAC 如果不饱和那在VINmin 增加到整个最大值得过程既是D逐渐变小的过程中都不会出现饱和。 |
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| | | | | | | 请教一下楼主我看到很多计算最低输入电压是都是:85V*1.414-20V不知道你有没有看到过一直不明白为什么要减20V |
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| | | | | | | | | 看到 138 楼的仿真了吗? 有些是根据那个输入电压的经过电解后的电压波形的谷底来计算的,多是不能确定的情况下,取 20 为经验值
不过我不太赞同这种太精细化的计算,开关电源里除了半导体是精度达到 ppm 级的,其它都是%级的,我们计算就是为量产化服务的,不是做科研学术的,意思你应该明白吧!
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| | | | | | | 输入最低电压 Vin(min) = Vac(min)*sqr(2) = 85Vac * 1.414 = 120Vdc
这个不考虑线压降的吗,我看很多选取值为Vin(min) = Vac(min)*sqr(2) = 85Vac * 1.414 -20V= 100Vdc
这个有影响的吗? |
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| | | | | | | 请教您一个3W反激开关电源(输出300mA,10V)
按照您的设计方法,计算如下:
输出功率 Po = 10V * 0.3A = 3W
输入功率 Pin = Po/η = 3W/0.75 = 4W
输入最低电压 Vin(min) = Vac(min)*sqr(2) = 85Vac * 1.414 = 120Vdc
输入最高电压 Vin(max) = Vac(max)*sqr(2) = 265Vac * 1.414 = 375Vdc
输入平均电流 Iav = Pin/Vin(min) = 4W/120Vdc = 0.033A
输入峰值电流 Ipeak = 4 * Iav = 0.133A
原边电感量 Lp = Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw) = 120Vdc * 0.45/(0.133A * 70K ) = 5.8 mH
按照您的方法,算的原边电感量Lp=5.8mH, 而实际3W的反激开关电源原边电感量Lp的取值大约在1.0mH-2.5mH之间(实际测量不同厂家3W反激开关电源得出大约区间值)。
那这个是如何解释?为什么会差别这么大?
我的理解是这样的:考虑到变压器的尺寸空间问题,做到尽可能体积小,所以Lp的取值只能折中取得尽可能的小。从原边电感公式Lp= Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw)可知 在Fsw一定的情况下,只有使Dmax和Ipeak的比值变小,Lp的值才能变小。
Ipeak:
这是极限条件下的等式,
T*Iav=1/2*Ton*Ipk
Ipk=2/D*Iav
当D取极限值0.5的时候,Ipk=4Iav
上面您的计算方法中取Ipk=4Iav,此时的D=0.5. 假如我们考虑变压器的空间体积有限,折中方法,取D=0.25 此时Ipk=8Iav=8*0.033A=0.264A . 所以Lp = Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw) = 120Vdc * 0.25/(0.264A * 70K ) = 1.62 mH
请问下,我的这种理解是对的吗? 因为好多3W的反激开关电源的原边电感值的确小,在1.5-2.5mH之间.
此种折中的处理,变压器的体积是做的小了,但是原边峰值电流要很大,对MOS的要求要高,同时MOS的损耗变大,效率要适当的低些。
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| | | | | | | 漏感5%这么小啊
我新手刚做了个
测试了下都30%了
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| | | | | | | | | 5% 要求不算高,一般随便绕绕都能保证在10%之内
对工艺和流程要求比较严的变压器厂都可能很轻松做到 5% 以内
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| | | | | | | | | 漏感与测试频率也是有关系的,最好的测试频率是工作频率,目前使用的是LCR 测试,如果测试频率过低的话测出来的不是漏感,
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| | | | | 6. 设计变压器进行计算(续2)
上面计算了变压器的电感量,现在我们还需要得到相应的匝数才可以完成整个变压器的工作
1)计算导通时间 Ton
周期时间 T = Ton + Toff = 1/Fsw
Ton = T * Dmax
Fsw , Dmax 都是已知量 70kHz , 0.45 代入上式可得
Ton = 6.43us
2)计算变压器初级匝数
Np = Vin(min)*Ton/(ΔB × Ae) = 120Vdc * 6.43us/(0.2 * 82mm2) = 47 T(这里的数是一定要取整的,而且是进位取整,我们变压器不可能只绕半圈或其它非整数圈)
3)计算变压器 12V 主输出的匝数
输出电压(Vo): 12 Vdc
整流管压降(Vd): 0.7 Vdc
绕组压降(Vs): 0.5 Vdc
原边匝伏比(K) = Vi_min / Np
= 119 Vdc / 47 T = 2.53
输出匝数(Ns) = (输出电压(Vo) + 整流管压降(Vd) + 绕组压降(Vs)) / 原边匝伏比(K)
= (12 Vdc + 0.7Vdc + 0.5Vdc) / 2.53 = 6 T (已取整)
4)计算变压器辅助绕组(aux turning)输出的匝数
计算方法与12V主绕组输出一样
因为 ST VIPer53DIP 副边反馈需低于 14.5 Vdc,故选取 12 Vdc 作为辅助电压;Na = 6 T
到这一步,我们基本上就得出了变压器的主要参数
原边绕组:47T 原边电感量:0.77mH 漏感< 5%* 0.77mH = 39uH
12V输出: 6T
辅助绕组:6T
下一步我们只要将绕组的线径 股数 脚位 耐压 等安规方面的要求提出,就可以发给变压器厂去打样了
至于气隙的计算,以及返回验证 Dmax 这些都是一些教科书上的,不建议大家死搬硬套,自己灵活一些
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| | | | | | | 在这一步,针对楼上同志有问到反射电压的问题,这个参数也是我们选择 MOS 耐压的依据
正常工作时,MOS 需要承受三个电压的迭加:
1. 输入电压 Vin(max): 375Vdc
2. 反射电压(或反激电压) Vfeed : (Vo+Vd+Vs)*Np/Ns = 13.2V * 47T/6T = 103.4Vdc
3. 漏感电压 Vleakage : 50Vdc 左右
所以迭加起来: MOS 的耐压要 > 530Vdc
在分立计算当中,这一步是用于选择 MOS 管的 Vds 部分 |
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| | | | | | | | | 漏感电压50V是怎么算出来的呢,或者说是怎么确定的呢 |
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| | | | | | | | | | | 50V 的漏感不是算出来的,是经验值估出来的;一般来说你取 50V 都算是比较大的一个值
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| | | | | | | | | | | | | 想问下, 靠什么经验?
新手都没经验的话, 怎么计算的出来呢 |
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| | | | | | | 麻烦问下楼主,这里的计算次级绕组的时候为什么用匝伏比?我们知道反激变压器实际上是电感,我们只能根据ΔB × Ae这个不变来求K,所以我觉得K=(Vi_min*Ton)/Np=(Vo+Vd+Vs)*(1-Ton)/Ns |
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| | | | | | | | | 我只想与你说,这个公式是错误的;
我不知道先定MOS电压再来计算变压器的起源来自于哪里,刚看时,觉得很巧妙,后来仔细分析发现很多悖论,没想到那么多工程师竟然都使用
1. 根据 MOS Vds 来计算匝比;我不明白为什么不选用 500V 的 MOS,而选用 600V 的 MOS?难道钱多烧的?
2. 先定 Vro(反激电压);竟然用了 D*Vin/Np = (1-D)*Vo/Ns, 为什么在算 Vro 时,又用匝伏比,而不把 D 代入呢?
3. 在计算并没有将 Vleakage 代入;不知是不可能产生 Vleakage,还是可以忽略不计?
变压器的基本原理就是匝伏比, |
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| | | | | | | | | | | 这个我不同意,反激变压器虽然叫变压器,但是实际上是电感的特性,真正的变压器是变压器原边和副边同时通的,反激变压器的基本原理是电感 |
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| | | | | | | | | | | 兄弟,先纠正你最后一句话:反激的变压器和其他的不同,其他变压器是匝伏比,反激的是安匝比! |
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| | | | | | | | | | | | | | | 举个例子,变压器 匝伏比就是指 原边10匝 100V,副边20匝,感应出来的电压就是50V,这适用于其他拓扑的变压器,但是对于反激来说,变压器相当于电感,遵循的是安匝比的定律,同样举例就是说,原边20匝,电流为5A,那就是100安匝,副边10匝,那感应出来的电流就是10A。反激初次级绕组电压并不相关,次级绕组的电压只跟负载有关!接着刚刚的例子来说,如果反激副边接100Ω的电阻,那么就会得到1000V的电压。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 请问你意思是说负载变,那次级电压就会变?如果这样,那那些参数不影响吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 好像哪里不对,输出100Ω电阻会感应出1000V电压,功率10KW,不计变压器损耗,输入端5A就是2000V?新手不懂求指教
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| | | | | | | | | 这个地方错了,自己更正一下;这个数据的相差不影响计算,所以就没再更改
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| | | | | | | 原边匝伏比(K) = Vi_min / Np-----?
是否有问题,是不是应该是VOR,而不是VINMIN吧! |
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| | | | | | | | | Vor 是反激电压,相当于附着在原边电压 Vin(min) 上的,是被动的一个值,一般只做结果,不会参与计算的
建议你再看一下书 张占松/蔡宣三 《开关电源的原理与设计》
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| | | | | 6. 设计变压器进行计算(续3)
上面计算出匝数以后,可以直接确定漆包线的粗细,不需要去进行复杂的计算
线径与常规电阻一样,都是有定值的,记住几种常用的定值线径
这里,原边电流比较小,可以直接选用 φ0.25 一股
辅助绕组 φ0.25 一股
主输出绕组 φ0.4 或 0.5 三股,不用选择更粗的,否则绕制起来,漆包线的硬度会使操作工人很难绕
很多这一步“计算”过了以后,还会返回计算以验证变压器的窗口面积
个人认为返回验证是多余的,因为绕制不下的话,打样的变压器厂也会反馈给你,而你验证通过的,在实际中也不一定会通过;
毕竟与实际绕制过程中的熟练度,及稀疏还是有很大关系的
再下一步,需要确定输入输出的电容的大小,就可以进行布局和布板了。 |
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| | | | | 7. 输入输出电解电容计算
输入滤波电解电容
Cin = (1.5~3)*Pin
输出滤波电解电容
Cout = (200~300)* Io
上面我们计算出输入功率 30W
所以 Cin = 45 ~ 90 uF
从理论上来说,这个值选的越大,对后级就越好;从成本上考虑,我们不会无限制的去选取大容量
此处选值 47uF/400Vdc 85℃ 或 105℃ 根据相应的应用环境来决定;电容不需要高频,普通低阻抗的就可以了
输出电流是 2A
Cout = 400~600uF
此处电容需要适应高频低阻的特性,这个值也可以选值变大,但前提必须是在反馈环内
因为是闭环精度控制,故取值 470uF/16Vdc
这里电源就可以选两颗 470uF/16Vdc,加一个 L,阻成 CLC 低通滤波器
基本上到这里,PCB 上需要外形确定的器件已经完成,即PCB封装完成;
下一步就可通过前面的原理图(SCH) 定义好器件封装。 |
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| | | | | | | | | 乘 Pin 或 Po 都可以,原则上我们这里的电解选取越大越好,这样就越接近一个 DC 的环境;实际上从成本考虑,我们选择只要保证相应稳定就OK了
Pin 选取会更科学一些,因为 Pin-Po =Pt(损耗) 这部分损耗在电解后面占比是很重的,同样这个电解选择过小,也会导致更多的 Pt 产生
至于其它的,参看上面的解释,及输入电解上的电流和电压仿真波形(实测值比仿真要好一些);
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| | | | | | | 为什么此处电容需要适应高频低阻的特性,我用普通的不行嘛 为什么一定要高频低阻。 |
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| | | | | | | | | 普通电容一般漏电流都比较大,容易导致发热,电解液气化,爆炸
从容量角度来说,只要不发热,短期使用是没啥问题的,时间久以后,就不行了。
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| | | | | | | 想请问下 如果变压器的漏感变大除了会对浪涌电流和尖峰电压对开关管造成危害,会不会对次级电压造成波动更大呢,有什么方法能改善 |
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| | | | | | | | | | | 探讨一下了
我一般做板或者看人家的板,首先先画第一个圈:强噪音回路
反激的强噪音回路:
对应板上走线:
感觉还有很大的优化空间。
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| | | | | | | | | | | | | 欢迎探讨
首先你画的是功率回路,但不代表整个回路的 di/dt dv/dt 都高,所以你的这个是有问题的
1. 整个回路里 snubber circuit 这部分要保证面积尽量小,因为本身这里就是一个小回路,di/dt dv/dt 变化比较大,容易产生很大的辐射干扰,这个面积就相当于辐射天线的发射面积
2. 到 GND 那一部分,面积宽大,可以保证上面是绝对的零电平,Kevin 接法,这样不容易形成浮点电平
3. 变压器出来至 drain stage, 这条线上 di/dt 变化很大,容易是传导过不去一点,但这里不能布太粗的线,否则产生一个很强的辐射点;应该尽量让drain stage 与 transformer 引脚走线变短
这块板是可以再优化的,但这块板 08YR 就开始生产了,是过了 认证的
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| | | | | | | | | | | | | | | 我画的是强噪音回路,不是功率回路,功率回路另议。
我画的是强di/dt回路,dv/dt问题另议。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 建议你自己再分析一下吧! 101楼 battery li 那样画的才有道理
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| | | | | | | | | | | | | | | 但这里不能布太粗的线,否则产生一个很强的辐射点;应该尽量让drain stage 与 transformer 引脚走线变短
线粗跟辐射点有什么必然联系?
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| | | | | | | | | | | | | | | 强噪音是指产生最大di/dt的回路,即对高频电流呈现最小阻抗的回路,哪些器件对高频电流阻抗最低?二极管、电容等,而电感对高频电流呈现很大的阻抗,是不会产生大的di/dt的,你这个回路里主要就是一个原边感抗,电流是不能瞬变的,因此不是强噪音回路。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 最近论坛上好像就有个贴,讲得很到位,可惜没几个人真正看明白 |
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| | | | | 9. 确定部分参数
我们前几步已经计算了变压器,PCB Layout 完成以后,此时就可以确定变压器的同名端,完整的定义 变压器,并发出去打样或自己绕制
EER28/28L 骨架是 6 + 6
原边: 1 -> 3 辅助: 6 -> 5 输出:7,8,9 -> 10,11,12
对于输出的脚位,我们可以用两个,或者全用上,看各位自己的选择
从原理图及 PCB 图上,1,6,7,8,9 为同名端,自己绕制时,起线需从这几个脚位起,同方向绕制
变压器正式定义:
1 -> 2 : φ0.25 x 1 x 24T
7 -> 10 : φ0.50 x 2 x 6T
8 -> 11 : φ0.50 x 2 x 6T
9 -> 12 : φ0.50 x 2 x 6T
2 -> 3 : φ0.25 x 1 x 23T
6 -> 5 : φ0.25 x 1 x 6T
2,4 并剪脚
L1-3 : 0.77mH 0.25V@1kHz 漏感低于 5% 磁材:PC40 或等同材质
高压:
原边vs副边 :3750Vac@1mA 1min 无击穿无飞弧
副边vs磁芯 :1500Vac@1mA 1min 无击穿无飞弧
阻抗:
原边vs副边/绕组vs磁芯 :500Vdc 阻抗>100M
备注:这里采用三文治绕法,目的是为了降低漏感
输出所有脚位全用上,目的是不浪费,同时降低输出绕组的内部阻抗
可以将 PCB 和变压器发出去打样了, 剩下就是确定更多的参数并备料
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| | | | | | | 设计一个变压器是按照BCM计算还是按照CCM计算,按照满载或是不满载计算? |
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| | | | | | | | | 设计一个变压器,一般都是按 低压满载 来计算;原因主要是我们要确定 Ipk 的大小
至于 DCM 还是 CCM,仁者见仁,智者见智的;针对 PWM 多是低压满载时都在 CCM 状态,但针对 PFM 的就很难讲了
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| | | | | 9. 确定部分参数(续1)
D101~D104: Iav = 0.25A 选 1N4007 (1000V@1A) 当然选 600V 的也没有问题
snubber circuit (RCD 吸收) : R101 - 100k 1W C101 - 103@1kV(高压瓷片电容)
D105 - FR107(选 600V 的超快恢复也可以)
这部分可以计算,也可以直接选用经典的参数,在调试时,再进行继续来检验
D201: MBR10100
耐压:> Vo + Vin(max)* Ns/Np = 12V + 375Vdc * 6/47 = 60V
D106: FR107 (耐压计算同上,选 FR101亦可,尽快将电源里器件整合,故选 FR107)
R102: 是一个分压电阻,主要用来限制 Vdd 的电压;0~100R 范围内选,调试时,根据具体情况调整
R103,C105: 这部分是 ST VIPER53DIP 设定开关频率的,70kHz 可查datasheet 中的频率设定表,可知 R103 - 10k C105 - 222
8脚 TOVL 是一个延时保护的,此处可以直接选 104 具体参数,根据应用时,来调整这个值
1脚 comp 是一个补偿反馈脚,给出一组验证过的参数:R104 - 1k
C104 - 47uF/50V(电解电容) C103 - 104 这是一个一阶惯性环节,在副边反馈状态下,以副边反馈的补偿网络为主,在失反馈此补偿网络才变为主网络
IC102 - 选用 PC817C 就OK了,不需要要求太高的 CTR 值
L201 - 10uH 3A 的工字电感,与 E201 E202 形成一个低通滤波器,能更好地抑制纹波,可计算,在这里我不提倡来计算,可以根据调试中所碰到的问题再来调整
IC201 - TL431 TO92 封装,ref - 2.5V
R205 - 1k 这个值的计算> Vo - Vopdiode(光耦内发光二极管的压降)/Imin(光耦发光二极管 最小击穿电流)
保证 R205 的选择能够在正常状态下,有效击穿光耦内部的发光二极管
R204 R202 - 18k 4.7k 根据公式 2.5V/R202 = Vo/(R202+R204) 可计算
C202 - 104 这个也可以到时根据实际情况来调整,不需要去用公式进行复杂的计算
CY103 - 这个是Y电容 可以选 222@400Vac,具体根据安规的耐压来选取,都可以在后续的工作中进行调整 |
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| | | | | | | | | | | 又学习新东西了,这种散热方式,你有没有测试在额定负载下,开关管温升多少? |
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| | | | | | | | | | | | | | | 这个是220V输入的状态吧?有没有看看90VAC下的温度?
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| | | | | 激动人心的一刻到了,准备好了吗? OK了,意味着你人生的第一块电源就诞生了
10. 调试过程(续1)
静态测试以后,可以用万用表测一下输入,输出是否处于短路状态
剩下就可以进行加电测试了
开关电源的AC输入 接入调压器,或者 AC输入 接入功率计再接至调压器
调压器处于 0Vac
示波器 接在 ST VIPER53DIP 的 D S 两端 或 初级绕组两端亦可,交流耦合
万用表电压档测输出,并空载
接通调压器电源,开始升压,不需要快速,同时观看示波器
从 0Vac 开始升,会看到示波器上波形会有浮动(改成直流耦合会很清楚看到电压在上升)
当调压器的电压 至 40~60Vac 区间时,如果示波器波形还没有变化的话,退回 0Vac,重新检查电源板
一般空载状态,在 40~60Vac 区间时,开关电源会开始工作,ST VIPER53DIP 也会进入工作模式,示波器上 Vds 波形会开始正常
看输出电压是否达到预设值? 未达到,退回 0Vac 检查采样,反馈及输出回路
如果都 OK 的状态下,再考虑将输入电压升至 220Vac
遵循以上步骤调试的话,不会出现爆片或炸机现象
备注:示波器需要隔离,或只允许 L N 输入,未隔离条件下 PE 的线不能接入,否则极易造成短路 |
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| | | | | | | | | 算是广告吧!技术广告也展示了我们的实力吧!
ST 在中国区代理商就有 13 家,如果再加上 design sales,远超过 20 家,虽然各家资金实力可能都比我们强,但至少我们愿意做技术付出,对不?
针对我们推广过的东西,不敢说我们是技术最强的,但绝对没有任何人还能超过我们的。 |
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| | | | | | | | | 要是每一家开关电源方案推广厂家都能象楼主一样,以这样的方式做推广, 我相信中国开关电源技术将会有质的飞跃! |
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| | | | | | | | | | | 这个帽子很大噢!!我也希望 53 能象 22/12 那样带动国内半导体厂商生产出新的集成化芯片,这也是未来的发展趋势
我也同样希望国内的专家和工程师能务实一些,这样中国开关电源技术有质的飞跃
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| | | | | | | 还真是第一听说这么低压开始的、以前做的时候最低也是直接整90V、也没用过示波器来测他的电压、波形,就测了峰值电压。因为本人是超级菜鸟、、、、受教了 |
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| | | | | | | | | 很多时候,我们只要愿意动脑去分析一下,就可以明白该怎样做才能避免不必要的伤害和损失
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| | | | | | | | | 我一般都先用直流电源试机,因为就算短路,直流电源也能设置恒流 |
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| | | | | | | | | | | 每个人都有自己的调试方式,DC source 也可以,但可能会有些问题存在的
有钱的就配 AC source,自已搭就用调压器配电参就OK了
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| | | | | | | ,你好,楼主,本人菜鸟一枚,我想照着您的设计步骤,弄一个电源试试,可以成功吗? |
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| | | | | 最后总结:
其实开关电源入门很简单,最好的入门是选用单片的,毕竟省去了 启动电阻,电流检测电阻,MOS及驱动,保护电路等各种不确定因素的问题
等你真正入门了,积累一定的经验,再采用分立的结构进行设计就简单多了,凡事先易后难才有进步
讲一则趣事:刘版在 08 年时,用单片53做设计,炸了一片,技术讨论通过 QQ/电话至凌晨两点多,最后才OK,此前刘版在电源领域,至少在世纪算是强人了;呵呵~~ 象刘版这样多学多问,能随时放下身段,潜心向上精神是值得各位学习的 --- 希望刘版见到以后,不要责怪!!
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| | | | | | | 请问房主,输出2A用两个黑皮的470uF电解,是量产的吗?
是不是有点小呀. |
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| | | | | | | | | 批量量产的,投影机和安防门禁控制器电源
这个还是组成的 CLC 滤波器,还有客户直接就用一颗 1000uF/16V,只要维持在二极管关断时间内,C对负载放电就OK了
原则上越大越好,但还是要考虑成本
这部分对纹波会有一定的抑制作用,但不是主要的作用
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| | | | | | | | | | | | | | | 房主,你这电容计算是满足纹波电压要求的,而且是当电容为理想无ESR的,我想ESR上纹波电压远远大于C容量引起的纹波电压吧.
而我图片中是实际电容制造能承受的寿命的选择依据,
所以你以纹波为主,我以寿命为主,而后者同时满足前者.但前者不满足后者.
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 备注:我不是以纹波电压来计算的,而是以充放电时间维持能量续流为基准的
你说的很有道理,也很高兴与你讨论。在这里省去了 ESR 那部分,这篇只是引导大家入门并完成一个电源的制作,只要初阶明白电容的容量和高频低阻特性就OK了
当然如果想进阶的话,值得衍生的东西很多,公式是死的,人是活的;同时这款批量的产品,效率还可以有很大的提升,但客户鉴于稳定性已OK,并没有进入下一步提升
电容的寿命与你设计时的裕量有很大的关系,裕量越大,寿命就越长
正如上面参数的经验选取:470uF/16V,如果 ESR 大了,你用2个 220uF/16V并接等都可以完成,实际应用中的灵活性,是靠经验去积累的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输出电容的容量根据你的原则,一般怎么选取呢?1A输出电流500UF? |
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| | | | | 恩,楼主真是不错,讲解深入浅出,我由衷的赞一个。入行两年,我得反思一下为何还是菜鸟一个。向楼主学习,潜心踏实的研究一下楼主的设计实例! |
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| | | | | | | 其实入门以后,多看看《模电》和《自动控制理论》再加上多动手,进阶很简单
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| | | | | 不错,提升不少,有机会再向你请教问题。非常感谢你楼主。 |
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| | | | | | | | | 有点想整理,但努力地把它写完以后,就松了一口气
之前一些出版社约稿写书,都没敢动笔。
写完这个,才终于知道,那些编书或译书的需要多大的毅力
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| | | | | 备注: 本计算的计算公式均采自 蔡宣三/张占松 《开关电源的原理与设计》反激变换器设计部分
针对变压器的计算,我个人建议只要记住 L C 的储能公式就OK了
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| | | | | | | really good
我个人也是这么认为的,只要记住L C的储能公式
其它我一律不记,主要是记不住呀...
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| | | | | | | | | 这本书不错,偏理论一些;是我接触国内电源书籍里,个人认为最好的一本
其它的书,要不就是不懂装懂,或者就是错误百出
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| | | | | | | 整个计算适用于所有的反激拓扑,并不是针对 VIPer53DIP 这一颗片子来应用的
我选这一颗做案例来设计,只不过让初学者省去计算: 启动电阻,MOS 驱动,原边电流检测及RC滤波回路 等的计算,这样更容易上手和入门;熟练以后,再考虑用 UC384X 去设计大功率的 flyback 就不会那么麻烦了;
从简单入门,大功率的电源并不是我们所想的那么复杂和难调,复杂的主要是直观一看都是密密麻麻的电阻电容运放而畏难却步心理而已
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| | | | | 我是菜鸟,在工厂跟过师傅搞开关电源,但就是没学到多少,也许是我没留心去学习吧。现在不留意看到LZ写的帖子这么好,感觉你就是那种无私奉献的人,感激万分,希望以后发多些好的帖子,得到大师的指点是多么的万幸。 |
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| | | | | | | | | | | 这里没有什么大师,在我眼里也没有什么大师不大师的,也希望各位不要建立这种思想
闻道先后而已,只要不僵化自己,不停充实就好了;舍得,舍出去才会得到更多,希望更多的人分享自己,而不是怕犯错,不敢分享!!
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| | | | | | | | | 谢谢长官观注!
目前已经有 七位 Engineer(or BOSS)顺利地根据本篇制成了自己的电源,完成进阶,
感谢世纪提供的平台,也让我增加了七个潜在客户!!
想要真正的进阶,真得需要去动手,否则理论知识再完备也还是停留在理论上,不会真正的了解电源
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| | | | | 看的那么多的反激公式还是楼主的最好懂,你写的这些好多是您平时选对变压器的经验,我的之前对反激不懂,后来我一个朋友教我用经验取值思路是一样的,只是步骤简化了。好帖不能沉了,楼主好人 |
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| | | | | | | 谢谢! 有很多东西都是慢慢积累的,很惭愧,有好多东西都被我遗忘了,现在在这里混,还主要是我那两年扎实的开关电源研发功底;呵呵~~~
也希望看过这篇的,并运用起来,就会感觉到电源这玩意不难!!
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| | | | | 前辈 你好能帮我弄到半桥式的视频教程资料吗?
我现在做设计 可是一窍不通 想从头学一下
有时826218222@qq.com
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| | | | | | | 这个还真没有,相关电路可以在网站里搜索就可以了;或者去查一下 494 或 3525 的 application notes.
至于,实例,随便拆一款 PC power 就可以看到了。 |
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| | | | | 希望楼主能重新开帖 ,给我们新手讲解反激其它模式。 |
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| | | | | | | 楼主 我有个问题请教下
反激,431反馈,电压采样不是通过几个电阻分压给431的基准吗
在输出 Vout到431的基准处 并联一个电容 对闭环能起到什么效果
基准对输出地 并一个电容 能起什么效果 |
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| | | | | | | | | Vout 至 431 基准 并联电容, 可以加速输出至运放的响应时间,并不能突变
从控制角度即引入一个极点
431 基准至输出地 并联电容,能起到缓起的作用,即输出从零至 Vout 时,因电容作用,基准暂失效,以达到输出缓慢上升;不过会影响整个系统的稳态
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| | | | | | | | | | | 大师,请问“并不能突变 从控制角度即引入一个极点 ”
没看懂 哪里不能突变,引入一个极点后造成的结果是哪个频段增益变大?? |
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| | | | | | | | | | | | | 我不是什么大师,有什么问题都可以交流,我也可以学习到
突变
是指 输出 Vout 的瞬态至 431 Vref 点,针对电阻(纯阻性),从控制角度就是一个比例传递,我不知道这样说,你能不能理解?
当我们在这个 电阻两端并一个电容以后, Vout 的瞬态至 431 Vref=2.54V 之间,就引入了一个积分的传递,即极点
积分是不会象比例那样阶跃(突变)响应,它就会形成一个响应时间(dv/dt),而这个响应时间及电压的变化是由电容的大小来决定的
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| | | | | | | | | | | | | | | 电源难就难在变压器上面,斑竹你设计的这款电源,变压器是一次通过吗?有遇到什么变压器的问题没有,遇到后怎么解决,有资料吗? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 设计出来的变压器是可以使用,但要是让电源工作在最佳状态时,变压器及部分参数都需要进行优化
正是这些优化的经验总结及体会,才能让你更进一步地成长 |
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| | | | | | | | | | | | | | | sinican兄,问个问题,故障来时锁死的保护电路,要求故障结束后自动回复正常工作的方案,有吗?谢谢 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 如果是过载或短路的话,故障解除以后,它会自动恢复正常工作
若是人工干预锁死,并解除的话,可以外置电路控制 VDD 或 COMP 功能脚就OK了
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | Sinican, 您好!
请教您一个3W反激开关电源(输出300mA,10V)
按照您的设计方法,计算如下:
输出功率 Po = 10V * 0.3A = 3W
输入功率 Pin = Po/η = 3W/0.75 = 4W
输入最低电压 Vin(min) = Vac(min)*sqr(2) = 85Vac * 1.414 = 120Vdc
输入最高电压 Vin(max) = Vac(max)*sqr(2) = 265Vac * 1.414 = 375Vdc
输入平均电流 Iav = Pin/Vin(min) = 4W/120Vdc = 0.033A
输入峰值电流 Ipeak = 4 * Iav = 0.133A
原边电感量 Lp = Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw) = 120Vdc * 0.45/(0.133A * 70K ) = 5.8 mH
按照您的方法,算的原边电感量Lp=5.8mH, 而实际3W的反激开关电源原边电感量Lp的取值大约在1.0mH-2.5mH之间(实际测量不同厂家3W反激开关电源得出大约区间值)。
那这个是如何解释?为什么会差别这么大?
我的理解是这样的:考虑到变压器的尺寸空间问题,做到尽可能体积小,所以Lp的取值只能折中取得尽可能的小。从原边电感公式Lp= Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw)可知 在Fsw一定的情况下,只有使Dmax和Ipeak的比值变小,Lp的值才能变小。
Ipeak:
这是极限条件下的等式,
T*Iav=1/2*Ton*Ipk
Ipk=2/D*Iav
当D取极限值0.5的时候,Ipk=4Iav
上面您的计算方法中取Ipk=4Iav,此时的D=0.5. 假如我们考虑变压器的空间体积有限,折中方法,取D=0.25 此时Ipk=8Iav=8*0.033A=0.264A . 所以Lp = Vin(min) * Dmax/(Ipeak * Fsw) = 120Vdc * 0.25/(0.264A * 70K ) = 1.62 mH
请问下,我的这种理解是对的吗? 因为好多3W的反激开关电源的原边电感值的确小,在1.5-2.5mH之间.
此种折中的处理,变压器的体积是做的小了,但是原边峰值电流要很大,对MOS的要求要高,同时MOS的损耗变大,效率要适当的低些。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 在我看来,楼主,是按照D=0.4,的断续模式计算的。
实际Dmax不一定是0.4. 那么此断续模式下的Ipk,自然也不同。
同时,此时计算的仅仅是Dmax 下的电感 ,也就是容量 V*T=L*I 定下来了。
即你的L 取小那么I就会增大,D会减小,V会增大,总之会保持平衡。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我想问一下,占空比取D,而我设计时,我先选择好了,开关ic,最大占空比也才25%。
我是按25%来设计的。
先选择开关ic,再计算其他参数,是否可取?(实际我是这么操作的)
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| | | | | 很赞!
新手问一个问题,反激电源设计时,我是先选开关的ic,规格书已经把最大占空比写明了。
那最大占空比就不用计算了吧?
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| | | | | 非常感谢 刚刚看完,刚毕业做电源,感觉不知从何下手,暂时只是抄人家的电路图,维修电源,一直没计算过参数什么的,看了帖子启发很大,谢谢
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| | | | | 您好,我现在要设计一款直流15V变150V的反激直流电源,但是我看论坛上好多都是工频输入经过整流再经过反激变压。我自己选了一款LT3757的IC,想问一下您,我想通过一个直流电源输入15V,在经过反激电路(基于LT3757)得到正负150V,10mA的输出,功率3W左右,这种构想可实现吗?反激变压器是不是也可以按照您说的步骤进行设计?希望您有空的时候回复一下我,多谢了。。。
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| | | | | | | 我刚入门的时候,是做驱动。然后做BUCK,boost。都是自己找资料,边做边看边问。
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| | | | | 楼主,您好!首先十分感谢能看到您写的帖子。怎么形容我的读后感呢,就四个字:受益匪浅!明年我也将是一名电源研发人员了,希望能看到您更多的知识分享,谢谢。 |
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| | | | | 反激式开关电源变压器匝比如何确认,有大神回复一下嘛 |
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