| | | | | 对称交联Boost变换器
对称交联Boost变换器是由两个对称的Boost变换器在输入端并联且在输出端串联而形成的电路。
对称交联Boost变换器的输出电压Uo是由其中二个对称的Boost变换器在输入电压Ui相同(其他参数可以不同)的情况下、独立运行形成的两个输出电压(U1、U2)相互叠加后、与输入电压Ui反向耦合形成的,即:
Uo=U1+U2-Ui
如果其中二个对称的Boost变换器包括占空比Du在内的的运行参数相同,则:
Uo/Ui=(1+Du)/(1-Du)
与Boost变换器比较,电压传输比增加了一个1+Du因子。
包括二极管在内的功率器件的电压应力为:
Uo/(1+Du)
与Boost变换器比较,器件的电压应力降低了一个1+Du因子。 |
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| | | | | | | | | 你这个是电荷泵,,完全不一样的东西,不可同日而语。 |
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| | | | | 对称交联Buck变换器
对称交联Buck变换器是由两个对称的Buck变换器在输入端串联且在输出端并联而形成的电路,
对称交联Buck变换器的输出电流Io是由其中二个对称的Buck器在输入电流Ii相同(其他参数可以不同)的情况下、独立运行形成的两个输出电流(I1、I2)相互叠加后、与输入电流Ii反向偶合形成的。即:
Io=I1+I2-Ii
如果其中二个对称的Buck变换器包括占空比Du在内的的运行参数相同,则:
Uo/Ui=Du/(2-Du)
与Buck变换器比较,电压传输比减小了一个2-Du因子。
包括二极管在内的功率器件的电压应力为:
Ui/(2-Du)
与Buck变换器比较,器件的电压应力降低了一个2-Du因子。 |
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| | | | | xkw1cn- 积分:131244
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| | xkw1cn- 积分:131244
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积分:131244 版主 | | | 很好的思路!了不起! |
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| | | | | nc965:这个特别适合做PFC
PowerAnts:输出电压多少?
nc965:与传统PFC一样,比如400V
PowerAnts:不可能
nc965:你以为是倍压电路?
PowerAnts:比传统PFC电压稍高些
nc965:不会的,输出电压只要高于输入就行,占空减少就行了
PowerAnts:刚才没看完,Ui低销了一倍
nc965:有反向偶合
PowerAnts:对
PowerAnts:开关的电压应力并不能减小
nc965:做PFC减少不多,DC-DC可大幅度减少
PowerAnts:DC-DC也一样吧
nc965:高升压比状态只有一半电压应力
PowerAnts:同意
PowerAnts:你这个,做PFC存在一个问题
nc965:什么问题? 交错?
PowerAnts:两个开关是同步,还是相差180度?
nc965:随便
PowerAnts:你两个电容,会对源端有一个逆向电流,Ui上
nc965:这个需要优化
PowerAnts:PFC那边整流出来,一般只有一个很小的x电容,接受不了多大的逆向电流
nc965:这样改一下就可以了
PowerAnts:这样一来,母线电压就有750V了吧
nc965:一样的400V,工况不变
PowerAnts:你再看看
nc965:当然你要升到750V也可以
PowerAnts:C1,C2上面的电压,都比峰值高,两个一串
nc965:C1最小是Ui,C2是0 ,D=0时,输出电压=Boost,
PowerAnts:那也有个轻载的情况
nc965:Uo/Ui=(1+Du)/(1-Du),当D=0时,Uo/Ui=1
PowerAnts:电容用的很小?
nc965:滤波压力不大,交错的话可以大幅度抵消差摸,共摸也可以抵消,比并联交错效果好,实际应用C1\C2可以很小,用CBB,另外单独用一个电解 |
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| | | | | | | 这个电路怎么控制C1,C2的电压。是控制两种的和还是分别单独控制。 |
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| | | | | | | | | 控制很灵活,怎么控制都可以,不同的控制获得不同的效果。
一般应用,不必分开控制。 |
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| | | | | | | | | | | | | 可同可不同,也可交错,也可只开其中一个,总之很灵活。主要原因是两路boost实际上是独立运行的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 16个月过去了,不知大师的专利有那一个实施了?想学习一下。
为了降低大功率PFC的损耗,我的一款产品里将用到双极性BOOST的PFC。得到的是760V母线电压(正负380V)。
实在不明白大师说电容足够小,占空比足够小,会是一倍电压怎么玩,占空比很小了,开关的控制效率如何保证呢? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 最近的电源学会年会的论文集里面有篇论文就是10楼那个电路(不过他不没叫对称交联),光伏应用,高升压比,效率蛮高。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 论文的标题是什么? 所讨论的对象是实际的样机还是仿真?
10楼的图可分解为两个变换器串联,上半部份为boost, 下半部分为buck-boost, buck-boost部份的功率全部经过磁场储能转换, 效率很难保证. 看不出效率蛮高的缘故. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 认为输入输出一定, 以同等的技术水平, 同等级的功率器件,相同的成本空间内, 所能实现的buck-boost, 效率一定比buck或boost要低
比如, 300V转200V, 1A输出, 磁性材料仅仅需要转换70W左右的功率; 300V转400V, 0.5A输出,磁性材料仅需转换50多W的功率;换了buck-boost, 200W全部需要磁性材料承担 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 中国电源学会第十九届学术年会论文集,第490页,一种高升压比直流变换器,做了一个10KW样机。
10楼是对称交联Boost电路的一种优化形式,他任然是对称交联Boost,两路完全对称的Boost,相关磁路、开关、二极管应力、波形完全对称。尽管你可以把其中一路看成是Buck-boost,但实际上它是与另一路Boost出力完全一致的、对称的,并没有什么效率上的差异问题。就其原因,是因为在这里,如果你硬要把它看成是Buck-boost的话,那么,实际工作时,如果boost出力是300V转200V, 1A,则Buck-boost远低于此值,低多少?低到两路应力一致为止。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 记得以前见过一篇用反激做2KW电源的论文,二十几伏输入,效率能做到八九十,还给出了实验波形来,真是让人长了见识了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 刚才弄了个excel计算表, 输出Uo=Ui(1+D)/(1-D)。相同变比下,占空比比传统boost小,电感的需求,相当于把传统boost的功率电感均分为两个储能减半的电感,电压应力也会低一些,但正由于这个原因,只适合高变比应用,低变比就算了,占空比太小,开关的控制效率会比较低( tr+tf 所占脉宽的比例增大)。
我之前的怀疑是错误的,以后不经计算,不能乱评论 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是的,最适合高变比应用。但是,在低变比时,变比越低,占空越接近传统Boost,在调节方面实际上与传统Boost差别甚微。如果说在低变比的应用中效率略输于传统Boost,那可能是因为功率回路中多了一只串联二极管。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不对,D1=1-(1-D2)/(1+d2),可见变比越低,双BOOST的占空比D2越接近单BOOST占空比D1的一半。
计算表显示,D2大于0.7已无优势,而且我觉得小于0.2的话,开关损耗会加剧,当然了,这只是猜测,有空再做个应力分析表
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 更进一步推导吧, 不难得出相同的变比下, 单BOOST需要的占空比D1与双BOOST需要的占空比D2的关系满足下式:
D1=1-(1-D2)/(1+D2)
结论:占空比越小,D1与D2的比值越接近2,占空比越大,二者的比值越接近1 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 恐怕刚好搞反了,变比越小,D1与D2的比值越接近1,变比越大,二者的比值越接近2. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 是你的想象搞反了吧,请看过程:
对于传统BOOST, Uo=Ui/(1-D1);
你的交联BOOST, Uo=Ui(1+D2)/(1-D2)
Ui/(1-D1)=Ui(1+D2)/(1-D2)
1-D1=(1-D2)/(1+D2)
D1=1-(1-D2)/(1+D2)
设D2=0.01, 则D1=0.0198, D2为D1的0.505倍;
设D2=0.05, 则D1=0.095, D2为D1的0.526倍;
设D2=0.1, 则D1=0.182, D2为D1的0.55倍;
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设D2=0.9, 则D1=0.947, D2为D1的0.95倍; |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我的表述有误,正确的表述应该是:
占空比越小,对称交联boost与传统Boost的输出电压之比越接近于1,
占空比越大,对称交联boost与传统Boost的输出电压之比越接近于2,
占空比 | BOOST的升压比 | 交联Boost的升压比 | 升压比之比 | D | 1/(1-Du) | (1+Du)/(1-Du) | | 0 | 1 | 1 | 1 | 0.05 | 1.052631579 | 1.105263158 | 1.05 | 0.1 | 1.111111111 | 1.222222222 | 1.1 | 0.2 | 1.25 | 1.5 | 1.2 | 0.3 | 1.428571429 | 1.857142857 | 1.3 | 0.4 | 1.666666667 | 2.333333333 | 1.4 | 0.5 | 2 | 3 | 1.5 | 0.6 | 2.5 | 4 | 1.6 | 0.7 | 3.333333333 | 5.666666667 | 1.7 | 0.8 | 5 | 9 | 1.8 | 0.9 | 10 | 19 | 1.9 |
此外,关于变换效率,大量实践证明,对于Boost而言,升压比越小,即占空越小效率越高,最高效率发生在占空=0时,占空大于0.3以后效率逐渐降低,占空大于0.5以后效率急剧降低,一般认为Boost的占空不宜大于0.7。
因此我们可以得到以下推论:
1、同样升压比时,对称交联Boost需要的占空比传统Boost低,这个就是它的效率优势所在,升压比越高该优势越明显。
2、在低升压比时,一方面,对称交联Boost需要的占空仍然比传统Boost低,就此而言其效率仍然比传统Boost高;另一方面,同样低占空时对称交联Boost和传统Boost的输出电压非常接近,即调节性能非常接近。
3、在常规PFC应用中,变换器在一个周波(10ms)内将一个从0V开始的正弦电压波形变换到400V或者更高,其中对Boost十分不利的高升压比工况有多少(比如200V以下的)时间?我估计半数以上的时间Boost占空都超过了0.5。这就是对称交联在PFC应用中的潜在优势。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 占空比为0,开关只有导通损耗,效率最高,这一点我同意的。
但是BOOST占空比越小效率越高的说法我不同意,请注意开关不是理想的,是有过渡期的,如果脉宽与上升沿及下降沿之时间和多不了多少,那么开关的损耗是很大的,虽然软开关可以大大降低开关损耗,但脉宽太小的话,是无法软下去的。
也就是说,那怕只是1%的占空比,开关仍然要承受Uo+Vd的电压,并处理初始电流为Io的脉冲电流。因此低占空比的情况下面,关掉一个最好了,能省掉一个管子的损耗。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 对于220Vrms, 线电压200V以下的时间是44.4%,传统BOOST占空比超过0.5的时间和占周期的42.2%,但是这个时间段所提供的能量分别只有周期内总能量的12%或11%,恐怕你的愿望要落空了。
或许,把这12%的能量利用效率提高10%,损耗能少掉总输入功率的1个百分点,但双开关在高压小占空比的情况下,损耗差不多翻倍,那就不是一个百分点了,相当的不合算 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | boost在高压小占空比的情况下损耗是很小的,占空越小损耗越小,这是不争的事实。究其原因,是由于:
占空为0时Boost对输出功率不做贡献,功率通过二极管直接输出,开关和电感没有任何出力,开关没有任何导通损耗。
很小占空时,Boost对输出功率仅做很小升压贡献,绝大部分功率通过二极管直接输出,只有很少部分的功率是通过电感储能和开关被Boost到输出。这里,一方面占空很小,导通时间极短,开关电流很小,导通损耗甚微,总开关损耗也很小,另一方面,即使有可观开关损耗,但是由于其输出功率占总功率的比例很小,效率任然是很高的。
什么是效率?损耗越小效率越高。什么是损耗?开关发热就是损耗。Boost开关管,是占空越小温度越高还是相反?我从来都认为,Boost开关占空越大发热越厉害,占空为0就不发热,开一点点占空也基本上不发热。难道还有疑问?
Boost就是这样一个绝妙的电路,本质上,它只对需要升压的部分做功,以1000W电源为例
你不需要升压,占空为0,它就不做功,也就不发热,输出1000W。
你只需要升压10%,它就只做10%的功(100W),即使做时功损耗有10%(10W),那损耗也只有总功率的1%(10W)。
如果你想升压1倍,它就需要100%地做功(500W),即使做功损耗降到的5%(25W),那损耗就是总功率的2.5%(25W) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 请注意,我对占空比越小效率越高表示不同意,是针对你在85楼说的这句话:
因此我们可以得到以下推论:
1、同样升压比时,对称交联Boost需要的占空比传统Boost低,这个就是它的效率优势所在,升压比越高该优势越明显。
2、在低升压比时,一方面,对称交联Boost需要的占空仍然比传统Boost低,就此而言其效率仍然比传统Boost高;另一方面,同样低占空时对称交联Boost和传统Boost的输出电压非常接近,即调节性能非常接近。
你说,交联BOOST需要的占空比比传统BOOST低,这是它的优劣;
我提出当占空比小到一定程度,总的开关损耗会比单开关的高,建议关掉一个
你接着说
很小占空时,Boost对输出功率仅做很小升压贡献,绝大部分功率通过二极管直接输出,只有很少部分的功率是通过电感储能和开关被Boost到输出。这里,一方面占空很小,导通时间极短,开关电流很小,导通损耗甚微,总开关损耗也很小,另一方面,即使有可观开关损耗,但是由于其输出功率占总功率的比例很小,效率任然是很高的。
我想说,在你所举的此例中,1000W,电感应该是CCM吧,以输入363.6v, 输出400V/2.5A。
先看传统BOOST,占空比为0.091,输入平均电流2.75A, 设电感纹波率0.3,则开关初始电流为1.93A, 终止电流3.58A, 电流有效值0.842A, 设tr,tf均为100nS,频率40KHz,那么开关损耗大约有1.47W, Ron为0.5欧的话,导通损耗为0.355W。
再看交联BOOST,占空比为0.048%,每一路的电压应力由400V降为382V,峰值电流不变,单管的开关损耗降为1.4W;电流有效值降为0.611A, Ron还是0.5欧,单管导通损耗降为0.187W。两个管子的损耗比传统BOOST一个管子要多2*(1.4+0.187)-(1.47+0.355)=1.35W。
如果再考滤Coss及输出整流二极管的体电容损耗,或是EMI整改把tr/tf调的更大此,那么这个差距会更大。
总体上来说,这一点点小损耗对效率的影响微乎其微,但不是你说的双管交联因为小变比情况下,占空比更小,效率就高于传统BOOST
同一个BOOST(无论是传统的还是交联的),占空比越小总体效率越高这个是无需质疑的,但不能移花接木,说小变比下,由于交联的占空更小,所以效率比传统的高。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你注意到了吗?在PFC中,不论交联BOOST还是传统BOOST,都要选500V的管子,就都用同样规格好了。对于某一指定的变比,由于双联双管的占空比的2倍总是大于传统BOOST的占空比,如果纹波率一致,处理的峰值电流也就一致,可见交联BOOST中两管的导通损耗总和总是大于传统BOOST的。
再加上89楼证明双联BOOST的双管的开关损耗总和大于传统BOOST的单管开关损耗,我现在更加怀疑交联BOOST在PFC中的效率能高于传统BOOST方案 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 交联Boost在常规PFC应用中是否有优势还没有印证,这个要和并联交错PFC比较,好久空了具体做个验证机看看。
但是就你开始说的那个760V高压三电平输出PFC肯定有明显优势,管子也可以只用500V的,你试试看?其中,交联Boost如果对称驱动,其好处是器件应力是对称的,差模和共模也可望抵消掉,但是输出是不对称的三电平,与你的应用相左,看有没有什么好法子解决。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 说实话,我只对PFC应用感兴趣,作这些计算表,也是为了研究是不是理论上效率更高.
别的应用暂时不想去研究.
我觉得要做高变比的话,我会首选变压器升压, 因为KW级的变压器的自身效率可以达到99%,这是电感储能无法比拟的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 反激可以做的那么高吗? 哪篇论文,可以分享下吗?谢谢! |
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| | | | | | | 看的不是很仔细,想法也没太大新意,倒是工程化时,环路太多,如果布线上、器件上如果不注意可能稳定性上不如传统变换。别老想着纹波抵消,那跟你所有参数都有关,没准还增加呢。适合高压升压变换。比如UPS前级变换中,但我在10年前就看到有采用一只管子的类似拓扑。
学习一下,精神可嘉。 |
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| | | | | 对(对称交联Buck变换器)做了等效变换,如图
与传统Buck比 真没看出优势在哪?,缺点却很明显。很抱歉 |
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| | | | | | | 哈哈,不知道你怎么变换的?对称交联Buck变换器可以开交错(而且同步和交错输出电压是一样的),你这个能?
对称交联Buck变换器的优势在于:比如400VDC转40V,你只需要0.182的占空(而不是0.1)、两只250V的管子。 |
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| | | | | | | | | | | 不可,对称交联Buck变换器是由两个对称的Buck变换器在输入端串联且在输出端并联而形成的电路,这个是基础。 |
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| | | | | | | | | 你用两个开关串联开交错,我用一个开关,频率加倍不行吗? |
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| | | | | | | | | | | 你说的是等效变换,如果等效变换前可以交错,等效变换后也应该可以。否则就是不等效变换。 |
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| | | | | 楼主的钻研和创新精神我非常赞赏,
就事论事,从20L附图一眼可看出,C1 C2不仅多余,还有画蛇添足之嫌。去之得到18L等效变换图 |
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| | | | | | | 20L的附图是错的,C1 C2是多余或者画蛇添足是你自己在画蛇添足。从错误开始推算的结果仍然是错误的。
顶楼的C1 C2不仅不是多余的,而且是关键的。 |
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| | | | | | | | | | | C1、DI、负载负是联在一起的,才能实现交联。
哦,不对,是我看走眼了,20L的电路是对的,但是C1、C2不是多余的。 |
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| | | | | | | | | C1 C2 把电源的噪声引到输出端,不是画蛇添足是什么?当然了,你非得开交错,C1 C2还真是少不了 |
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| | | | | | | | | | | 远不是为了开交错,而是拓扑需要。输入输出有偶合,算是一个问题,增加了滤波压力。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 很好,这样的话仍然显著改变了电压传输比,仍然是对称交联电路,而且可以省一只开关。如图:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | C1与C2可以取消,不错。只是MOS管的应力好像是(ui+Uo),变大了?
二级管的应力是(ui+Uo)/2,应该比传统要小。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 另外,这个电路对输出电解纹波并没有增加吧(相比传统BUCK)?
(Ui-Uo)/2L*DT,而D其实并没有翻倍,但电感上电压减半了,相比传统BUCK电解纹波好像减小了。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 明白楼主的意思了,因为输出与输入不共电,EMC可能不好。
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 从系统传递函数来看,还真是创新拓扑,楼主,再深入研究研究。鼓励一下 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输入输出不共地;开关管、续流管、电感等器件电流应力增加了; |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输入输出不共地是因为取消了C1、C2
开关管、续流管、电感等器件电流应力并没有增加。下面是一组仿真数据:
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 占空比小于0.9,电流应力小于传统Buck,大于0.9电流应力大于传统Buck。在高降压比使用场合,是个优势(这里0.9是从仿真结果来看,没做严格的数学推导) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 就你发的图来看,电流应力并没有明显差异,少许差异应该是运行参数不同引起的,谢谢关注. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输入输出不共地是一大缺陷。
一般人确实不容易注意到。这在大功率,安全性,测试,可靠性上都很重要。
就凭这一点,我是不会使用的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | AC/DC变换,输入输出没有共地的可能,仍然大量使用,即使你不使用。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 那是隔离,跟这个两个概念。
我不否认,想法很好。但常规方法也不赖。同时拓扑简单,容易理解,综合各方考虑,从工程化角度,无优势。
高压时,有一个共地点很重要。仅代表个人观点。 |
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| | | | | 重庆大学的周X维教授好象也搞过类似电路,一直不认识中间那个字,称为组合拓扑结构。楼主的创新精神可佳! |
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| | | | | | | 没有查到周教授的文献
“交联”是为这个拓扑起的名,比较不符合本专业一般用词了,本来,相关的组合拓扑结构还有:
如果输入输出都串联,就是三电平Boost或者三电平Buck。
如果输入输出都并联,就是常见的并联交错电路。
而本类拓扑结构,按照变流的有利方向,分别在输入输出实现串联或者并联,以适应分别来自输入输出的不对称电流电压应力,力图使结构呈现最优化应力分配。既然上述组合拓扑结构都可以有自己的名字,故为本类拓扑采用了“交联”这个命名也符合情理,也便于区别。
一种可能的说法是“串并联”,但是在本类拓扑中,输入输出之间还有某种不能避免的交叉连接情节,似乎比简单地“串并联”更加复杂,故自做主张叫“交联”了。 |
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| | | | | | | 周教授的电路是什么时候发表的啊,能不能把周教授的电路也放在这里,学习学习。 |
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| | | | | | | 重庆大学周雒维教授吧?重庆大学教学名师。电气工程学院,他也搞这个研究?但楼主申请了专利,明显高人一等呀!可喜可贺! |
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| | | | | 有创意,在升压比大的场合很有用,而且效率也会提高,不错,顶起来! |
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| | | | | 你的这个专利号在专利局查不到,讲了优点,有没有缺点啊,有机会就想用这种产品 |
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| | | | | | | 刚申请,尚未公开的专利, 估计年底前公开.
以对称交联Boost变换器为例,优点是:
1、容易实现高升压比,同时适应低升压比
2、器件电压应力低
3、在高升压比状态效率比Boost高,调节性能比Boost好
4、在低升压比状态效率不比Boost低,调节性能不比Boost差
5、可以交错控制,以抵消差模干扰
6、电路对称,可以抵消共模干扰
7、输出三电平结构,便于并网逆变。
8、两路Boost可以独立控制,能够实现DC-AC变换,甚至互为功率或者事故备用。
9、在级联应用、高功率密度应用中有优势
缺点是:
1、输入输出不共地,有直流电位差(没有交流或者射频电位差)
2、输入输出有偶合,产生额外滤波应力,除非采用10楼的优化电路。
3、有浮动驱动问题,目前尚没有专用的浮动双驱交错控制的(以及PFC控制的)专用控制芯片,有待控制IC厂家跟进。 |
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| | | | | | | | | 这样就了解得较全面,还是有用处的。facts在讨论中用了脑子,这样的讨论好,鼓励一下~~~ |
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| | | | | | | | | | | 你这个电路如果要做逆变器的话,那还要加一级输入输出隔离啊. |
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| | | | | 看拓扑似乎很简单,但是看了分析还真是有不了优点。赞一个! |
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| | | | | 原来是5年前的帖子,5年前就这么牛叉。看的我只有羡慕加自叹不如的份~
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| | | | | 楼主,上下BOOST驱动交错驱动;实际应用中,共模怎么优化?一打交错驱动,前端输入的共模电感温度飙升,这个是否有办法优化
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| | | | | | | | | 我现在用的是下面的拓扑,也是不共地的,一打交错工作就共模很大,不知道你的这个拓扑会不会有这个问题
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共模分析.pdf
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| | | | | | | | | | | 你这个属于对拓扑的理解上的问题,这类拓扑是允许接地的,但你没有接地,因而形成共模噪音:
这样接地,就没有共模了:
而对称交联更是已经(直接)接地了,共模妥妥的:
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| | | | | Kajangpan K, Neammanee B. High gain double interleave technique with maximum peak
power tracking for wind turbine converter[C]. International Conference on Electrical
Engineering/Electronics, Computer, Telecommunications and Information Technology,
Thailand,Chonburi,2009
你的专利和这篇论文谁更早?或者你是论文作者? |
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