 |  | | | | 我先抢个沙发，此种电路确实在小功率 充电器和LED 驱动上开始流行，具有CC/CV优点，而且省去了光耦降低成本，还有空载降频可节能，期待楼主继续。。。。。。 |
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| | | | | "每家的PSR工作原理是大同小异的"
这句话有点不太同意，我们应用起来感觉大同小异，但是实际里面差别很大，价钱差别也大有2元多，也有1元多，内部有的是数字的有的是模拟的，表现出来性能上也差很多，比如批量精度上的区别，有的标+-5%，但不一定能做到，这个我有体会！ |
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| | | | | | | 批量精度确实难以控制，对重要的元件有高要求，楼上的说的是不是PI 的 飞兆的 对比啊， |
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| | |  | | | | | | 我说的IW和OB的
现在样品还在OB那分析呢
批量一致性上面好难搞，尤其是客户要求电流精度高的时候。
IW 就表现相当好！ |
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| | | | | | | Iwatt，他们是数字控制方式，是不一样的。但是其它厂家工作在DCM模式的PSR，工作原理是一样的。只是有些参数设定不一样，所以计算变压器时也不一样！ |
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| | | | | | | | | | | 向各位请教一下，这一类型的芯片，数字的和模拟的如何区分？谢谢！ |
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| | | | | 这种电路形式，在低压大电流的恒流情况下效果确实不错，能达到后级使了用恒流电路不能到达的效果！对此本人深有体会。由于省掉了次级侧的电流检测电阻也有利于提高效率，该电路原理就是利用了IC的CS电压做检测，因此选择sencs脚的电阻阻值比较关键，使电流曲线在规定的电压范围内趋于平坦，当然变压器VCC绕组匝数的确定也是至关重要的。 |
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| | | | | | | 先写几个变压器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks（变压器次级只有一个绕组Ns）,Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数，初级峰值电流，次级圈数，次级峰值电流。 |
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| | | | | | | | | | | 这个主题开得好，建议管理员加精
原边反馈的电源，VCC绕组的设计与绕制工艺一直是个难点，需要考虑的问题太多了，希望大家多多讨论，共同提高 |
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| | | | | | | | | | | 关注！算法看似有点复杂
当原边电压变化时，怎么“遥感”次侧电压呢 |
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| | | | | | | | | | | 感觉像PFM模式
TOFF芯片是怎么来控制并保持输出电压稳定的？ |
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| | | | | | | | | | | | | 问得好！那就讲讲CV操作模式，现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采机，也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰。PI是在高压开关关断2.5 μｓ采样。这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。图片截自NCP1377规格书。
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| | | | | | | | | | | | | | | 比如：第20楼的部分，
1.CV是怎么检测的？内部一定有斜率比较器等等，这才叫解密
2.PI的部分IC在有一个开关周期的记忆功能（或叫延迟），这样会使PSR电压较准确，但动态会变差
3.CC的部分，会有一个近似0.5*Lp*Ip平方*fs的运算及输入电压的补偿。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | CV检测分三种方式：
1.IC内部加一个延迟时间，检测辅助波形。缺点：要求振铃时间要小，否则不准或出现判断错误（在输出短路测试时）OB采用
2.检测斜率变化的转折点。SG,，IWAIT采用
3.上面两种方式同时采用。。。PI |
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| | | | | | | | | | | | | | | 不知CC/CV两种模式是怎么转换的？还有影响PSR模式的频率有哪些因素？在调试过程中发现频率只有30KHZ，对比DATASHEET（50KHZ）觉得太低了。望高手们继续分析~ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 因为IC实际电路框图与Datashet中画的一般都不一样。如果原厂的AE或FAE都不知道，这原厂的工程师也白做了，没什么用。。。。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | DATASHEET一般给出的是最高工作频率。CC模式时，工作在变频模式，负载功率越大，频率越高，输出功率跟开关频率成正比。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 林工，输出功率和开关频率好像是成反比吧。比如在RCC中，负载功率加大的时候，开关频率是变低的，空载的时候，开关频率最高。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | RCC是这样的，PSR因为是工作DCM限峰值方式。根据P=1/2*I*I*L*f 可以看出，输出功率越大，频率越高。RCC功率越大，但他的峰值电流也大了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 林工，能详细讲OVP动作不？还有这种线路OVP波形怎么都抓不出来，断开上分压电阻，输出电压几乎直接降为0，反应太快了，示波器根本抓不到。 |
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| | | | | | | | | | | 请不要打这样的标题好吗？？PSR没这么简单，就算PI原厂的大陆人员也不一定知道这样的东西，他们自己也会保密的。 |
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| | | | | | | | | | | | | 我觉得这对于应用工程师来说是不公平的，他们保密，我们工程师都不知道变压器是怎么算出来的，自己设计的变压器心里都没谱！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 不是他们的FAE保密，而是其公司对FAE保密。最好不用他的东西。因为我们国家的RD进步，否则技术会留在外国人手里。哈哈，有人会骂了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 赞同！原厂的FAE也不是什么都知道的，特别是芯片内部的东西。一些芯片内部的BUG，老外不会跟中国人讲的。 |
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| | | | | | | | | | | 是不是画错了，IPK初级电流为什么可以突变？应该不可以突变的啊 |
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| | | | | | | 检测点都差不多，低压大电流较好是因为寄生参数的影响较小。 |
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| | | | | | | 在低压时峰值电流，控制效果好。和变压器的工艺也有很大关系。 |
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| | | | | 我做的效率才62%(5V2A,AC85V），最失败的一次. |
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| | | | | | | | | 记得当年读书的时候，
老师跟我们讲，说变压器这个玩意，他只是能量转换器件
初级跟次级间的电流关系并不是完全的对应着NP*IP=IS*NS |
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| | | | | | | | | | | 是的，有部分电流在转换时，损失在磁芯上了，但基本上是很小的一部分！可以忽略。 |
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| | | | | | | | | | | | | 能这样解释的吗？是不是应该和原边导通时间和工作模式有关系呢？ |
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| | | | | | | | | 我用3706做的LED驱动，才50%多的效率，实在汗颜。 |
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| | | | | | | 接着上面的，当工作在DCM模式时，输出电流是次级电流（如图的三角形）在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T为工作周期。 |
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| | | | | | | | | 楼主能否解释下PSR的为什么倾向工作于DCM模式？ |
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| | | | | | | | | | | 工作在DCM模式时，MOS导通时初始电流0，对于控制方式来说相对比较简单！ |
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| | | | | | | | | | | | | 林工：
能够说的具体点，能说说DCM与CCM在控制上，如何简单的控制，为什么MOS导通时初始电流是0就好控制呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 当在DCM模式时，输出电流的关系式是Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2 ,变压器匝比为常数，输出电流只于Td/T的比值和Ipsk有关。当在CCM模式时，输出电流不仅与峰值电流有关，还如起始电流有关系，所以说控制较麻烦，但有可能后面有人找到更简单的办法也不无可能。 |
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| | | | | | | | | 公式中的TD/T是输出整流管的占空比吧？这个要如何确定？ |
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| | | | | | | | | 我觉得省元件是件好事,起码成本降下来了,要是灯具的价格降下来了,性能还能保持,这样才会有更大的市场. |
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| | | | | | | | | | | 我现在正在用这个料(SOP-8)做 5W 希望高手继续分析. |
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| | | | | | | | | | | | | SOP-8做到5w可能会很吃力，板子会很热。
我也是听朋友说的，你可以试试看 |
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| | | | | CV检测分三种方式：
1.IC内部加一个延迟时间，检测辅助波形。缺点：要求振铃时间要小，否则不准或出现判断错误（在输出短路测试时）OB采用
2.检测斜率变化的转折点。SG,，IWAIT采用
3.上面两种方式同时采用。。。PI
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这位大虾讲的蛮好的，继续啊。
讲讲CC模式下面的精度控制，我们用OB的批量精度问题一直没解决，现在头很大，我们都要一个个改电流取样的电阻，他们PDF上标示的是恒流精度还是恒压精度？OB2532 SOT23-6 这类IC哪家批量一致上做的好，麻烦介绍下！ |
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| | | | | | | 补充一点
这类芯片现在都是QR 的工作模式
CV的检测核心就是当检测到次级二极管电流为零的时候，然后开始和基准比较，比较的实质是电压（或许可以说从波形的角度来看是脉宽然后通过与内部基准来比较，输入到时钟震荡部分去控制频率，最后输出到PWM去控制脉冲宽度，这就是CV的模式。
CC模式的精度问题，你那个比较的方式就有问题，要在同一个电流大小下比较的，如果同样的芯片精度CC都是5%，那精度就是一样的，100mA的输出电流 5%的精度是5mA的输出误差。而如果用OB做700mA的输出，输出在5%，那就是35mA的误差，那也很正常，你可以用IW和OB做同样的700mA测试。批量的结果都是一样的，和控制方式没有关系，IW的是数字控制方式，过冲要比OB的大很多，这样重负载的情况下是会出现误判的。另外过冲过大，很多客户也比较难接受。
只要标称的精度是5%，那不论是哪个公司的产品那都是一样的，所以不存在你说的那些。你那个批量精度的问题是因为你变压器的匝比有问题，批量的时候匝比设计有问题，你可以用下面很简单的方式来找问题，将同一批次的最大电流和最小电流的变压器拆掉，初次级的圈数不对了，这种原边调制的芯片，就算差一圈，在CC模式输出电流也会差很大，要严格满足伏秒容量，在CV模式下，电压不对通过对辅助绕组的分压电阻调节就可以解决问题，但是CC的时候，由于V的误差打破了伏秒平衡，产生1%的误差，换算成电流的误差就是5%左右，然后再乘以芯片的标称5%，那就是25%（夸张了一点，前面的是假设5%的误差）。
出了问题先找原因。 |
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| | | | | | | | | 你说的700MA 5%的问题我当然知道，问题他不是5%，这个百分比换算我还是知道的。
当然问题可能出在2个方面，比如你匝数有问题，这个我们换变压器了还是一样，自己绕的4个同样的变压器电流也不一样（当然是在不同的IC下），匝数问题不存在。
但是我们换IC后电流会变化。
“由于V的误差打破了伏秒平衡，产生1%的误差，换算成电流的误差就是5%左右，然后再乘以芯片的标称5%，那就是25%”你说的这一句话没太看明白。能不能解释下。
谢谢你的回复，当然也有可能是我们的电路问题，但是从你说的方面找不到问题，请多指点下！ |
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| | | | | | | 我也用過OB2536恆流精度一直沒法解決,可能水平有限. |
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| | | | | 这个东东能恒定在什么样的精度???各元件都存在的误差值怎么计算? |
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| | | | | | | 电阻精度1%
它自己电感补偿5%
外部元件精度应该影响不太大
应该是IC精度和电路本身影响 |
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| | | | | 楼主,我现用的AP3706 也是这一类的IC,期待楼主的进一步解密!谢谢! |
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| | | | | 仙童的我有在用，3-4V输出，600mA，性能还行，就是温升厉害，效率低下 |
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| | | | | | | 接着9楼和26楼。
Np*Ipk=Ns*Ipks
Ipks=Np*Ipk /Ns,
将Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ，
得到Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。 |
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| | | | | | | | | | | 那可以了，功率又小，输出电压低，效率比较难上去的。 |
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| | | | | | | | | | | | | 林工真不错.强力支持.望林工再接再力,将精彩进行到底.  |
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| | | | | | | 谢谢！Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2，可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。 |
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| | | | | 个人看法,其实这个芯片没有恒流的功能, 只是做了最大限流功能, 如果不对, 请多包含 |
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| | | | | | | | | 我发现有一个有意思的问题，每次有不错的话题时。总有些网友喜欢把一个己有定论的概念再拿出来讲，试问现有做电源的还有谁不理解恒流，还提他做什么。只会把整个话题都搞得没有气氛。
我百思不得其解，为何每次有好话题，都会有人来转话题，讲到无意义的问题上，为何总有人在做这个事情，是仰望真理？还是真的不清楚想讨论到明白？还是想和大家一起分享他的研究所得？
我拜托一下，如果有不同的话题，请单独开贴。谢谢！
*呼~~
请林工，出来正题，分享他的心得。谢谢！ |
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| | | | | | | 限流是限制最大电流，达到那个最大电流就保护，这是限流的一个概念。限流这个名词是带有保护性质的，往往到了限流值后就是过流保护了。假设LED应用的时候，将限流点设置在350mA，那接灯后是什么情况？达到350mA后保护了，后面接着的现象就是LED闪烁。这就是限流。或者换个现象给你更明了一些，LED的特性是温度升高后，VF低，IF变大，这样达到350mA的时候，结温变大，温度变大，电流变大，正反馈开始，如果是限流，假设在25度的室温时候结温是40度，30分钟后，结温达到了60度，此时的LED正反馈导致需要的电流更多，而此刻限流到350mA，在60度的温度的时候实际上LED是需要吸收360mA的电流的，这显然已经大于限流点了，结果就导致过流保护。
恒流是恒定的输出电流恒定，字面解释就是不论你需求多大的电流，我只给你350ma（假设原始就设置输出350mA恒流）。
严格意义上来讲，这里还需要讲到阻抗匹配问题。
为什么，你或许有这样的矛盾？（假设输出是3.3v350ma的恒流电源）为什么我用20欧姆的水泥电阻的时候 ，输出却不是350mA的电流，比这个小，这不是恒流电流源吗。
好好回想一下电路知识，或者想想电池原理，源内阻！！！ 所以这个问题不搞清楚不理解的话，就会有这样的结论出来。 |
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| | | | | | | | | | | 没办法，市场就是这样的，林子大了，什么样的都有，但是这近一年主流出货的是恒流，而不是限流的。
大批量出问题的，都是限流类型的。
出现这种情况的原因唯一合理的解释就是LED整个技术不成熟。
所以你看看所有说LED的问题的都说短板在电源，而把LED发热量，光效不高的特性全部抛开。看来电源肩负的责任重大呀，哈哈哈哈哈哈。 |
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| | | | | | | | | | | | | 呵,是的啊,都说电源是核心,其他LED不这么娇气,什么都好做,呵 |
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| | | | | | | | | | | | | 恒流驱动为好！
恒流驱动，如果温度升高，PN节电压降低，从这个角度看，功耗还降低了呢！
所以，年轻人，那还真有两把刷子！
近管你说不都对，但大部分还都是对的！
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| | | | | | | | | 你设定了3.3V，就不是恒流而是恒功了，如果没有电压环，你接20欧电阻，仍然会有350mA的输出 |
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| | | | | | | | | | | 这个我承认一半
但实质理想恒流源是不存在的，如果纯谈理论，那就没什么好谈的了，哈哈哈哈 |
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| | | | | | | | | | | | | 年轻人，我建议，电源用恒牙的，做个恒流源电路，一点都不难，用来驱动LED ，如何啊？ |
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| | | | | 69楼
限流是限制最大电流，达到那个最大电流就保护，这是限流的一个概念。限流这个名词是带有保护性质的，往往到了限流值后就是过流保护了。假设LED应用的时候，将限流点设置在350mA，那接灯后是什么情况？达到350mA后保护了，后面接着的现象就是LED闪烁。这就是限流。或者换个现象给你更明了一些，LED的特性是温度升高后，VF低，IF变大，这样达到350mA的时候，结温变大，温度变大，电流变大，正反馈开始，如果是限流，假设在25度的室温时候结温是40度，30分钟后，结温达到了60度，此时的LED正反馈导致需要的电流更多，而此刻限流到350mA，在60度的温度的时候实际上LED是需要吸收360mA的电流的，这显然已经大于限流点了，结果就导致过流保护。
恒流是恒定的输出电流恒定，字面解释就是不论你需求多大的电流，我只给你350ma（假设原始就设置输出350mA恒流）。
严格意义上来讲，这里还需要讲到阻抗匹配问题。
为什么，你或许有这样的矛盾？（假设输出是3.3v350ma的恒流电源）为什么我用20欧姆的水泥电阻的时候 ，输出却不是350mA的电流，比这个小，这不是恒流电流源吗。
好好回想一下电路知识，或者想想电池原理，源内阻！！！ 所以这个问题不搞清楚不理解的话，就会有这样的结论出来。
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这个应该是恒流，楼上的说法明显有问题，如果是限流的话220输入的时候功率就恒定了，也就是说当输出电压变低时电流会增大，但实际是当你本来是5个灯的驱动接4个灯电流仍然是350MA，是输出电流恒定，而不是输入电流恒定！3843那个电流取样电阻才是限流！ |
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这个应该是恒流，楼上的说法明显有问题，如果是限流的话220输入的时候功率就恒定了，也就是说当输出电压变低时电流会增大，但实际是当你本来是5个灯的驱动接4个灯电流仍然是350MA，是输出电流恒定，而不是输入电流恒定！3843那个电流取样电阻才是限流！
？？？？？？？？？ 不理解，具体要表达什么？ 怎么和输入电流恒定扯上了。 |
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| | | | | | | | | 仔细看了下你的帖子，你说的限流就是恒流，至于你说的接电阻电流小，它恒流曲线里有一个工作范围。
我开始以为你说的限流是3843那种限流电阻作用。
其实说的都是一个意思，不过你的限流的说法人家很少用。 |
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| | | | | | | | | | | 不理解你说的什么意思，恒流曲线？充电曲线否？ 参考楼上那位兄弟说的，也就是我说同意一半的那个兄弟的帖子。他看懂了。
我说的限流就是限流。不是恒流，或者理解的方式不一样。
我那个说法是通俗的表达方式，为了使问题简单化的一种表达方式。 |
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| | | | | | | | | | | | | 我说的是3620的V-I曲线
我知道了，怎样好理解就怎么说吧 |
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| | | | | | | | | 年轻人，我有个不成熟的看法，是关于电压源和电流源的，但不是纯理论问题！放心好了！
既然你也玩1875，那么你说攻防驱动喇嘛，到底是恒牙好哈市横流的好啊？
如果横流的好，那么IC都是恒牙型的。所以这的确是个恒牙和横流问题吧？
回到ＬＥＤ的驱动问题上，人们通常都是恒牙控制，但你也说了还是横流的好。
所以恒牙和横流的问题还是值得探讨的吧？
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| | | | | 还有一问题希望能给解答下。当次级电缆较长时，工作在CV模式时就会导致带载电压达不到预设值（由于电缆上的阻值也分担了一部分电压），那我们如何来补偿这部分的电压呢？困扰中~~ |
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| | | | | | | 输出线端补偿，本论坛中有专门的帖了讨论过的，可以找下 |
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| | | | | | | | | 还有一个问题，就是由于变压器制造出来的精度不一样，这多少也会影响输出的精度。主线圈的补偿主要已什么为原则呢？ |
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| | | | | | | | | | | 这个问题就是PSR的固有的一个问题,很难控制一致性! |
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| | | | | | | | | | | | | Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2，可以看出Np,Ns为常数，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。
接着之前的输出电流公式。
固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压（如图），同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。
Td/T 是由IC内部固定的。OB的是0.5（他是给出TD同频率的关系），BYD的1508是直接给来的0.42
仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了 Td/T 。
这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC Td/T 的精的和和的精
的精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决于IC。取样电阻保证１％是没有问题的。
后面再讲讲电感量同输出电流的关系，很多厂家都提到他们的PSR可以适应较宽的电感量范围。（上面的分析并没有直接提到电感量）。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 其实恒流精度跟LP也有一定的联系，因为峰值电流跟LP也是有关联的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | CC时，在不同输出电压情况下，工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流 ,电感量变化时，可以通过调 节频率补偿。所以设计变压器时要注意最高工作频率。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你的意思是说如果要它能够电感补偿，那么频率就要在一个合适的值，以便他大小调节！
大侠继续，我们看的很过瘾！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 比如说，当电感量低出设计正常值时，达到同样的峰值电流需要的时间就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式时等于峰值电流，而峰值电流是固定的。V就是Vin,为常数。所以L低会造成Δt下降，也就是Ton下降。根据伏秒平衡换算，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns注：之前此处有错。Np,Ns为常数，Ton的下降同样也造成Td下降。由于Td比上周期T为固定值，Td下降造成T变小，所以频率就升高了。但是由于有最高频率的限制。所以设计时要注意在最重负载时，频率不能工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿。应适当低于最高工作频率。电感量高出正常值时，结果当然是相反的。Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。只要Ipk,Td/T不变，输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，输出功率不变，L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意最高工作频率限制。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 林工，有点疑问。
ΔI不变的前提条件应该是占空比D不变吧。
但是后面提到Ton和T都变小了，请问这个D和Ton和T的关系哪个是因哪个是果？如何在Ton和T都变小的情况下，控制D不变？当然，Ton和T都改变，会有一种结果是D不变，但是更多的结果是D变大或者变小了。
对于这点有点迷惑，还请释疑 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 只要把这个调节过程理解成Duty不变，而是调节开关频率就很容易明白了。
就是cc控制时工作在PFM模式，而非PWM模式下，这样理解没错吧？林工 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你只要认定两个参数不变就可以了，Ipk和Td/T 是被IC固定的，始终不变的。频率，占空比，这些都是会变的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你只要认定两个参数不变就可以了，Ipk和Td/T是被IC固定的，始终不变的。频率，占空比，这些都是会变的
IPK 怎么可能是固定的呢 ？变压器匝比变化也会导致IPK变化，RCS电阻也会导致IPK不同。请赐教！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | DCM模式时，ΔI等于Ipk,因为DCM模式时，MOS导通时始电流为0。而Ipk是被IC固定的。你可以再看一下91楼。PSR芯片就是固定Ipk和Td/T(也就是输出二极管导通时间与周期之比）来实现恒流的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns
林工 这个公式没看明白，请解释 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 等待林工解释公式
Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Ipk*Np=Ipks*Nsc
所以
Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns
要成立只能有 Ton=Td 所以可以说这个式子写错了吧 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 公式Ipk*Np=Ipks*Ns ，后来你又改为 Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns，我认为前面那个是对的，后面改的错了，能否讲下后面那个公式是怎么得来的
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 安FAN103 datasheet 介绍，似乎是固定频率的哦。不知有没看错，用过的大侠告知一声。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | LNK605如何介定TD/T???TD/T=0.5????请高手指教 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 不知道楼主还回不回来看中帖子。照1317的取样电阻的计算公式R=Np/(Ns*Io*8.5)是否也=Vth/Ipk
即Vth/Ipk=Np/（Ns*Io*8.5）
Vth/Ipk=Np/（Ns*（Td/T)*（Np /Ns）*Ipk/2）*8.5）
Vth/Ipk=2/（（Td/T）*Ipk*8.5）
8.5Td/T=2.5
Td/T=0.2941
不知道这样计算是不是真确??
因为在使用Td/T=0.2941计算后发现Vin*D=Vor*Td/T的Vor比较大啊 |
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| | | | | | | | | | | 你好,林工
最近正在使用1317,这个料很容易实现小体积,过热保护做的也很好.目前,CV时,低压(90-150V)输出不稳定.CC时候,高低压有7%的偏差,PSR的IC,在变压器绕法还有布线有哪些特殊的要求呢?
负载是5*1W,310MA的输出 (220V测试的时候)
谢谢 |
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| | | | | | | | | | | | | 把你的变压器参数和绕制方法告诉我一下。一起讨论下！ |
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| | | | | 请问PSR类型的芯片怎么样来根据负载还调节CC还是CV模式？ |
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| | | | | | | 当MOS管峰值电流达不到限制点时，是CV模式，CC模式时，Ipk是被限制在一固定值的。 |
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| | | | | | | | | EE16 立
NP:135T
NS:31T
NA:31T
按照顺序 NP最里面 NS中间,NA 最外层
效率,高压:80% 低压 77%
次级用三层绝缘线 |
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| | | | | | | | | | | 你说高低压变化大，有的IC要加高低压补偿的，你的IC加了没，我用的OB2532就加了 |
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| | | | | | | | | | | 我用另一款IC做的３１５MA的，高低压相差１０MA，你的整流用二极管是什么？还有CV下取样电阻有没有并一个小容量的电容？补偿电容可以调整下！ |
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| | | | | | | | | | | | | 输出整流用的是HER205
CV取样电阻并了 100PF的贴片. |
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| | | | | | | | | | | | | | | 供电整流管呢？可以用FR107试下。调整下这个贴片电容！用47PF试下，或者去掉，还有你的吸收电路RCD是怎么样搭配的。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 供电用的是4148, RCD 用的是M7 1NF/630V 100K/1206的电阻 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你调节供电整流管，比如用FR107或1N４００７，以及下取样并联的电容容量，还有补偿电容。对空载有没有帮助？你CC高低压偏差太大，你可以注意下把初级绕制成平整的三层，次级排绕成平整的两层。供电排绕成一层。还有你工作时的频率是不会太高了？ |
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| | | | | | | | | 用示波器测试电源 的时候，电源工作在CC模式，IPK一直在变化，如何解释？ |
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| | | | | 楼主说的这个说恒流CC模式下，解释的已经很清楚了，我明白了
根据他所指出的恒流公式，初级峰值电流固定，关断时间固定，输出电流就是固定了，当然有漏感和一些噪音的存在，电流精度会有误差，
这个工作在DCM模式下的方案，就是为了控制方便，本身开关电源的最基本原理就是在输入或负载发生变化的时候，来调节占空比来稳定其中一个参数，
有些网友请不要在概念上 咬文嚼字，把楼主的思路搞偏了，这样会跑题的。
谈论点实实在在的东西比较好
请楼主继续分析
比如 时下不同厂家的大概 不同点，有哪些是不一样的，
还有就是在 LED控制一块 怎么样在提高效率上下功夫 |
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| | | | | | | | | 比如
1. 3颗1W的大功率LED ，3颗串联， 一般常规 在72-75的效率，据说可以做到80
2. 1颗3W的大功率LED， 一般在65-68 据说可以更好一点
以上两种方案该怎么提高效率，主要该注意哪些呢？ |
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| | | | | 可否请楼主分析一下单级PFC恒流原理？当然也是PSR. |
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| | | | | | | 单极PFC，PSR的现在还不是很成熟，也没有哪家现在大批量出货的。这方面的资料也较少，PI现在也在推。具体的控制方式和变压器计算方法也不是很明确！ |
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| | | | | | | | | 设计实例介绍
电源参数（7*1W LED驱动）： 输入 AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A
方案采用芯联半导体的CL110，原理图如图：
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| | | | | | | | | | | 林工 能不能把高低压调整和批量精度控制这2个方面讲下，
我实际生产遇到这个问题，批量精度是每个都调整电阻，太费人工了，我现在又有1k个在生产（OB2532），头都大了啊！ |
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| | | | | | | | | | | | | 这个出来不到3个月,我一直关注.
当然与飞兆的IC比，价格有优势而已 |
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| | | | | 好主题啊！
其实我觉并没什么机密，只是太多人没有去关注而已。不管在CCM模式或是DCM模式中都可以实现原边控制次级恒流。
在PSR中还有一个重要的功能是变压器电感补偿，变压器初级电感会影响输出电流，数字式与模拟式都有多种方法对变压器电感进行补偿。 |
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| | | | | | | 可否讲讲CCM如何恒流，以及数字方式是如何对电感量补偿的原理？ |
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| | | | | | | | | 我想楼主也研究了不少，现在大多数IC都是工作于DCM模式，只有PI新出的芯片（好像是LNK4XX）工作于CCM模式，DCM模式楼主上面不是分析了很多吗？确实CCM模式有更多研究的地方。
PI的LNK5XX芯片开始就有对变压器电感补偿。
数字方式对电感补尝我想是大多工程要用到的，因为这种方式简单并可实现，而模拟方式是芯片厂家的事，没谁搞个电小电源要搭上一大推电路。
数字方式就是MCU直接读取电感值就行了。 |
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| | | | | | | | | | | 不好意思，搞错了，应该问你的是CCM模式实际恒流的详细原理是怎么样的？MCU是如何读取电感量大小？MCU的功能也是有限的。 |
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| | | | | | | | | | | | | CCM模式实现方法我还在算，呵呵！反应没PI快啊。MCU读取变压器电感量是个很简单的问题，流过初级电流i=U/L*T，笨的方法去读下电压然后再读下电流，当然这样由于电压的波动对取样结果影响很大。microchip有一款单片机可以同时对两个信号进行采样，但用这样MCU做电源有点浪费。
上面式中电流与输入电压有关，并且成比例关系，如果以输入电压作为ADC的基准，那么只读一次电流就可以获得精确的电感值，而不必关心输入电压的影响。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 问几个问题
1，如何采样，采样起点和结束点从那段截取
2，根据1，如何保证采样精度，这样保证恒流精度
3，过冲，数字方式过PSR过冲相比模拟的方式大，如何解决
4，最难的，经济成本如何保证 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 1、不管单位片机运行周期是0.1uS还是1uS，从PWM输出到ADC采样这个时间单位片机是可确定的，所以不存在问题2。
3、没依据，不管怎样都有还是开关电源。
4、我只管BOM成本，不计开发成本。 |
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| | | | | 林工说：调节供电整流管，比如用FR107或1N４００７
*******************
为什么要慢管才好些啊？
我们这里也是用FR107就比较稳定，用超快的10 20NS的管子就会出现低压不稳定，电流跳动的情况！ |
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| | | | | | | 慢的二极管对供电绕组上的尖峰的抑制作用。尖峰会低一些。减小振铃，减小采样干扰和误差。 |
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| | | | | | | | | 难怪人家用慢的效果好
还有的在供电二极管到电容串一个10或者20欧的电阻。
不知道效果有什么区别 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 应该会小点，我估计你的功率计也难测试出来，IC正常工作时VCC的电流很小，更换VCC二极管对效率的影响直接忽略好了..... |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 我现在用4148,等下把VCC换M7实验看下效果如何 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 接着上面的实例。
电源参数（7*1W LED驱动）： 输入 AC 90-264V 输出：25.8V 0.3A
方案采用芯联半导体的CL1100
从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V
占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供电绕组电压取22V（考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高，但通常根据经验，取芯片最大值减去2v）
1，计算次级峰值电流Ipks：
Io=(Td/T)*Ipsk/2
Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A
2，计算反射电压Vor：根据伏秒平衡
Vin*Ton=Vor*Td
Vin*Ton/T=Vor*Td/T
Vin*D=Vor*Td/T
90*0.45=Vor*0.5
Vor=81V
3,计算匝比N，
Vor=(Vo+Vf)*N
N=81/(25.8+0.9)=3.03
4,计算初级峰值电流（考虑到初级电流一部分在转换时的损耗，如吸收中的一部分损耗，磁芯损耗，输出电容损耗，次级铜损）初级电流损耗取输出电流的7%
Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424
5,计算初级电感量
Vin/L=ΔI/Δt DCM模式时ΔI等于Ipk
vin/L=Ipk/(D/f)
L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH
6,计算初级圈数Np,Ns(B取0.3mT)
NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS
NS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS时反算47*3.03=142TS
NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS
7，电压取样电阻
当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K
8，电流检测电阻Rcs
Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11欧电阻
9，二极管反压
=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐压200V的SF14
10，MOS耐压及 漏感尖峰取 Vlk75V
=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考虑到功耗选用2N60.
附上电流有效值计算器。方便计算线径和MOS导通损耗。
RMS.rar |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 太棒了！辛苦了楼主，你真是用心良苦啊，实在是看了不回帖都不行了！
我靠，帖子好不好，一看就知道！
但是我要对楼主提出批评，你这不是让不会的人更加懒惰吗？
你这实例完全可以让初学者依葫芦画瓢，照搬非连续模式的PSR方案了吗？
牛逼，我顶你了！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我还是有疑问，楼主在设计变换器时，△B取0.3mT,不会发生磁芯饱和吗，另外气息怎么处理？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 好贴，雷霆说的对，
看了这个帖子
我学到了不少知识
谢谢你，林工 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 老方同志，请不要介意我说话直接！
我觉得你是在打岔，误导楼主啊，让话题跑偏！
这个帖子的主题是在讨论工作原理，楼主是在举例子拿出自己的一套计算方法给大家看，
至于具体实际的东西，我觉得量产后才真正知道， |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 别骂我哦
我们讨论半天也就是为了生产然后卖出去，难道是为了讨论而讨论？
我问楼主楼主效率也就是为了对比看效果。
我也是量产有问题了才来打岔的嘛。
楼主继续！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 不要介意雷霆，他一直肠子
效率方面和各人的水平以及所用的材质有关系。按照3×1瓦的标准来看，从75%～83.5%都有人做到。
针对你说的7瓦，效率普遍在81%～85%左右（7×1瓦），
温升方面单独的放在外面来测试观察温升已经没有任何实际意义。放在灯杯里的情况才能说明问题。
放在灯杯里纠正的错误就是：灯杯本身发热比较厉害，表面温升7瓦的灯基本都会在63～72度左右的。里面的温度更高了。至少加15度左右了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢回复，外壳温度到达70度，基本手都不能碰了。
我们这里也是做的压铸的3W有将近60度，个人感觉非常烫手。车铝的也有50+。
不知道这个东西有没有温度标准，还是说以顾客能接受为标准？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输入100V AC 装入7*1W的PAR灯测试。MOS（2N60 TO-251) 82.1摄氏度，灯散热器59.6摄氏度，电源环境温度，69摄氏度。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你说的环境温度 是不是电源附近的温度？
完全装好了外壳，怎么才能方便测试到MOS管的温度呢？把灯头挖个孔？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们这边都是直接从灯头上钻个小孔,把温度探头塞进去测的. |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 怎样测试内部环境温度69，加上温升20+，那MOS管都接近90度，能不能这样算？
你们内部环境温度多少和外壳环境温度多少一般客户能接受？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 可以这样算，内部温度是在电源内部测量，控头悬空测量。内部温度跟外壳温度跟模具的散热也很大关系。客户一般会要求他自己的外壳温度。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 从输出线那里放探头进去测的，不行外壳旁边钻个孔也行呀。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我们对水平佳的称为高手,对水平佳、且能坦于交流的称为大师.
林工不但水平佳且能坦之交流,吾十分钦佩其风范!希望论坛内的大师越来越多! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有说的不足的地方多多包涵
相信林工也是知名的公司出身.大师级别的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 问问 林工啊，
我看到有些PSR 的电路中
在芯片CS脚处有个电阻 是直接和 桥堆后的高压处通过电阻连接的？
请问主要起到什么作用？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 主要是因为，高低压时电流会有一定的偏差，一般情况下，高压电流高，低压电流小。接那几个电阻可以让高压时峰值限制电压偏低于低压时的峰值电流，以达到高低压补偿，我现在没加高低压（２６４－９０）补偿时高低压相差15MA。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 300MA变化15MA 那不是5%的电压调整率？
高低压补偿是怎么引起的呢，怎样把它降到最小？
我用3620的怎么只变化6个MA以内呢？是电路差异还是IC差异？
我们OB2532的高低压补偿用的5.1M+2.4K，高压是从启动电阻一半处接出来的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 高低压偏差要涉及IC内部设计方面的问题了。高低压补偿电阻后面抽个时间说明一下计算方法。主要方法是先测试高压偏差，再看反射到初级的电流。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 这个芯片不错的,价格有点贵,不过,与性能是成正比的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 林工，能不能和我们讲讲高低压电阻是依据什么来取值的？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 楼主,你好,请问:从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V?这个Td/T=0.5 看不到,能指点一下吗?谢谢!! |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你好！CL1100的第八页有写内部锁定，Fsw=1/(2Tdis).这里的Tdis对应我说的Td.所以Td/T=0.5 。第四页有写Vth_oc为0.91V 。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Fsw=1/(2Tdis).这里的Tdis对应我说的Td.所以Td/T=0.5
我还是不清楚了！能再详细讲一下吗！？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还不是很明白了！Fsw=1/(2Tdis).这里的Tdis对应我说的Td.所以Td/T=0.5 怎么算的了？！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 主要是匝比很重要，还有漏感不要太大，之前有碰到漏感过大，造成振铃能量过大，造成对电压的误检测。不过不是CL1100这个IC。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 谢谢林工的回答！我现在在做一个5V2A案子，在带载200mA的时候低频振荡，感觉是频率转换的时候出现问题,不知是什么原因? |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | （7，电压取样电阻
当供电绕组电压取22V时，FB基准为2V ，上下取样电阻正好为10比1，取6.8K和68K；
楼主，想请教您，led的Vf刚上电和上电一段时间后的数值时不一样的，那计算的时候，不管取开始的数值还是去稳定后的数值，似乎都无法保证电流恒定啊？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | EE16的磁芯 50Khz 可以做7W么
楼主 可否给出选择磁芯的计算公式啊 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | Io=(Td/T)*Ipsk/2中的Io是不是应该改为IL，Io=IL*(Td/T) |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V
这个Td/T=0.5怎么看的？？？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 感谢大师无私分享，令晚辈受益匪浅。
但是对于PI的ON/OFF控制方式，无法套用这种计算方法，不知Ipk和感量应该怎么初步计算？
可以这么算吗？
I1p=5.5*Vout*Iout/VIN（min）
Lp= VIN（min） * Ton/i1p， Ton取0.45T
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 林工，我怎么在IC资料上面没看到Td/T为什么等于0.5
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| | | | | 林大师，现在市场上已经有了PSR+单级PFC的控制IC，啥时间也抽空讲一下设计理念？期盼中啊！ |
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| | | | | | | 帖子是好
我直接网页 保存了
期待 楼主 再开新的帖子 |
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| | | | | | | 181楼
whiterat424
PSR+单极PFC 的方案？
出来了吗？
我曾经听说过，你能否上个PDF 看看？ |
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| | | | | | | | | | | 关注PI的调光LED电源.现在就想缩小调光驱动的体积. |
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| | | | | | | 这个难度就不小了，哈哈，我们可以先听听CMG的演讲！ |
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| | | | | | | 看完帖子 对PSR这个很头疼的东西又了解了一点点了.. |
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| | | | | 请教楼主两问题:
1.PSR这种控制方式非连续模式可以工作吗,当占空比大于50%电源还OK如果不行是为什么?
2.既然是解密PSR请楼主给我们解下电源在输入高底压,输出空负转换及电源开机时次级电压没有建立时
IC检测DUTY是如何工作的谢谢! |
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| | | | | | | 楼主估计忙去了,好久没来
电路就是工作在非连续的模式,他上面有说明的 |
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| | | | | | | | | 多打了个字,如果设计一不小心变压器感量放大了工作在连续模式那还能工作吗? |
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| | | | | 不错，学习了。
顺便提一个小小的建议。林工，你以后是否能在一个贴子中，讲解一种电路。1楼摆出的是FSEZ1317的应用电路，后面的实际电路用的却是CL110。谢谢~~~ |
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| | | | | | | 一般应用在30W以下，功率大了调整率不好，且动态特性不够好。 |
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| | | | | 不要光耦的话，反馈控制取的哪里的呢？看样子像是从反馈线圈取出来的，但是这样子，取的值能准确吗？表示怀疑 |
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| | | | | | | 呵呵，你不要怀疑，试试就知道了，
我做过30W的PSR，调整率还不错，5%以内... |
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| | | | | 请问群主，怎么在输出调整率上调整精确度，关键是变压器怎么绕精确度最高 |
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| | | | | | | Is_pk=(Vo+vf)*Toff/Ls
Io=0.5*Is_pk*Toff/Ts
NS/NP=Ip_pk/Is_pk
CC/CV控制就是控制或固定以上部分参数，由于以上公式没有考虑Lk,Cp,Cps等寄生参数的影响，也就是PSR产生tolerance的原因之一。 |
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| | | | | | | | | PSR 这些控制IC 可以用于输出恒流大于1A的电源吗？ |
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| | | | | | | | | | | 这些应该就是控制精度低了点，成本低了点，与输出电流没什么关系的 |
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| | | | | 在此向林工请教一下，我用ACT361做一个1*1W的LED隔离驱动电源，全电压输入，算出来的结果，初级电感量达到6MH-9MH了，这可如何弄呢？因为TD是定死的，不管是0.42还是0.5，电感量都有这么大。想请楼主帮忙释疑一下，谢谢！ |
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| | | | | 帖子到了这里，楼主也就完整地解晰了他对PSR的了解了!但由于帖子过长，中间又插着许多其他的话题，
让我们这些新手看了后总是不怎么好理解，因此小弟在此想总结一下自己看完帖子后的理解和疑问，希望
各位高手看完给回答一下，谢谢！
1、PSR有独到的优点，即可以恒流也可以限压（即CC、CV），它工作于DCM模式之下能方便控制（不是说
不能工作于CCM下，而是目前还没有明确的算法？）
2、在输出负载达不到额定电流值时，CV起作用，而CC不起作用，CV限压通过芯片的CV脚外接分压电阻限定
辅助绕组的电压上限而间接限定了输出电压的上限来达到目的；在输出负载达到额定电流值时，CC起作用，
CV起限压作用（与次级恒流限压原理相同），而CC的恒流值只与初级电流峰值Ipk和次级整流管导通时间占空比
Td有关。依楼主的理解，Td为芯片资料提供的固定值（有些资料没有直接给出，像仙童的，但也间接给出了！），
可查资料；而Ipk由CS脚接的电阻相关，由Ipk=Vth/Rsense可求得（Vth由资料提供）
3、输出负载发生变化时，例如从1LED变成2LED，由于Ipk与Td都不变和L都不变，由P=1/2*Ip*Ip*L*f可知，芯片
开关频率f要增加才能达到恒流的结果！而占空比D应该保持不变（查了OB2535的资料，里面说了，当工作于CC模式
时，芯片工作于PFM模式，而在轻载时，工作于PWM模式，PFM的意思就是D不变而改变频率，这大家都知道，请问有人见
过CC模式下工作于PWM的芯片吗？）
4、输出电压发生变化时，例如从220V变成110V，由L*Ipk=Vin*Ton=Vin*D*f可知，Vin变小了，D不变，Ipk、L不变，所以
频率f要增大，因此楼主说了，变压器要有一个最高频率的限制，这个频率的最大值，也就是芯片频率的最大值应在最低
输入电压和最高负载的时候（参考第3点说的），因此变压器要设计在最低输入电压，最高负载的时候达到最大频率！
5、对于批量生产与恒流值的线性问题，涉及到本身芯片与外围电阻元件的精度影响较大，同时也跟CS脚处的干扰有关，在CS
脚处的电阻需并一个小电容；同时变压器的批量电感值的差异也造成了较大的恒流值不同。楼主还总结到，VCC供电采用
1N4007会比FR107恒流效果好，原因是干扰问题！（详细的我没想懂到底是怎么个干扰法？意思是VCC供电的电压纹波情况会
对恒流产生影响吗？那这样的话，辅助绕组绕最里面与绕最外层，即与次级的耦合程度是否也会影响？）
6、对于效率的说法，感觉各位说出来的效率差别好远，请求最主要的影响因素是什么？输出电压？变压器？
谢谢～ |
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| | | | | | | | | 顺序绕法的变压器，漏感比较大，整机效率就低了。
说是常用的三明治绕法，Np上电压杂讯会干扰到Naux，从而影响输出电压的精准度。 |
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| | | | | | | | | | | 弱弱问句，此电路效率低，是否本身电路的缺陷？？
more critical |
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| | | | | | | | | | | | | 还有，就是全程工作在DCM！CCM效率相对要高些。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | 问一下 有人在用或者用过康桥camsemi的PSR芯片没？
谈谈康桥的IC有啥优缺点啊？
谢谢 |
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| | | | | | | 输出电压发生变化时，例如从220V变成110V，由L*Ipk=Vin*Ton=Vin*D*f是否有误?
Ton= D*T,不是f,D= Ton/( Ton + Toff),谢谢! |
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| | | | | | | 4、输出电压发生变化时，例如从220V变成110V，由L*Ipk=Vin*Ton=Vin*D*f可知，Vin变小了，D不变，Ipk、L不变，所以频率f要增大
D怎么会不变呢，而且公式有点问题。
应该是这样：L*Ipk=Vin*Ton=Vor*Td，由于L、Ipk、Vor不变，所以Td不变，f不变，从Pin=0.5*L*Ipk2*f也可以看到，频率与输入电压无关。
以上是个人理解，欢迎拍砖 |
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| | | | | | | 看了这位兄弟的发言，俺也来凑个热闹。
1、有CCM的PSR，还有正激的PSR。由英国剑桥大学的几个教授设计的
2、恩，说的很对。其实你再仔细想想，还是限流的方式。
3、后面有人见过CC模式下工作于PWM的芯片？ 这个好像pi有，不知道记错了没。PWM做CC模式难度不大，普通芯片外接电路都可以做成。
4、恩，说的很对。当然应该还有更优秀的控制方法，但是输出接口端无非是电压和频率的变化。
5、VCC的文波对恒流产生影响的话，那说明芯片里面的某个模块没有设计好，PSRR不大导致的。PSR的主要是变压器，变压器的批量一致性会影响产品一致性。
6、效率这个东西，很多公司玩文字游戏。通常我们说的效率是基于12V这样一个输出情况下测试的效率。这样的输出电压下的效率是最值得信赖的，很多公司搞标准demo在48v这类情况，这种情况下的输出效率没有普遍意义。效率跟变压器选择，元器件选择，电路的设计均有关系。而且很多都是互相牵扯。 |
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| | | | | | | | | 关于第二点，其实对比PWM芯片，是在限流，因为任何一个周期的关断都是到了限流点才关的，不像PWM芯片，每个周期的CS阈值是受FB电压影响。 |
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| | | | | PI的LNK605怎么调那两个取样电阻啊，我照他的规格书做了变压器，很难调到那个恒流值。 |
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| | | | | | | PI的没用过..我都用国产的多..一样没有什么问题.便宜.好用.服务好 |
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| | | | | | | | | 张版主
我们用国产的经常恒流不准，需要调试取样电阻，人都疯了啊、
一个板子换个IC电流就变了，每个改电阻真的很伤神啊。
这个调试要求太高还是精度不行？真的麻烦啊，5%的精度达不到，尤其大电流。
用进口的就好，精度准，但是价格高。 |
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| | | | | | | | | | | 你指的换个IC是指每一批次的同型号IC吗?
那只能说是原厂在出货时.未做好这个把关.
而且每批次必须送同样的货.同样的参数..
国产便宜就是因为很多参数测试了.都放在一起
进口货呢.就在IC成测时..超出了设定值就基本牺牲它了,这样一片晶圆下来,能正常的芯片就少了.成本自然加到了那些OK的上去了.成本才高 |
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| | | | | | | 看了这么多，我还是不怎么懂，原边反馈在低负载时是CV?负载增大到一定程度就是CC？。在DCM模式中初级峰值固定，周期不变的话，那就是输出功率不变吧，是CC吗？LED电源我不知道和普通的电源有什么区别了，所以也不怎么看的懂，还有个问题就是在CV模式下，反馈绕组怎么感应到输出电压的变化，输出电压变化，输出绕组电压不会变化吧，反馈绕组是和输出绕组有关系的啊，又不是和输出电压，这是怎么进行调节的呢 |
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| | | | | | | 我发现3842也可以做原边控制恒压恒流，现在正在做个板实验，看看恒流特性如何
过两周就会有结果了。 |
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| | | | | | | | | | | 好贴，最好继续讲完，并且加以总结，以对我们后来者学习和借鉴 |
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| | | | | 技术帖子过一万点击率的好像没几个吧，林工这个帖子不错不错 |
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| | | | | | | | | | | 超过千贴的都没几个，何况过万呢
以前参加过那个口水战长贴也不过千来贴，呵呵！！！ |
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| | | | | | | | | | | | | | | 首先要知道为什么需要选择补偿电阻？
由于开关管的关闭电流并不是理想的，通常有些延时，所以高压时输出电流会比低压时大，这时就需要加入一个补偿电阻。由于不同的芯片延时不同，所以补尝电阻取值也不同了。
实际上通过技术改进大大减小延时时根本不需要补偿电阻了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 仁兄，也就是说这两个电阻是为了限制开关管的输出电流？一般经验值取多少大的？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | 刚刚理解错了，是为了限制开关管的关闭电流，那我取值的话取个欧就可以了？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | 上面说了不同芯片是不同的，你调试时调整看看多少合适
有的芯片不需要高低压补偿的 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 有这个补偿电阻时，高压比低压时从这一路加到限流电阻上的电流就会大一些，产生的电压也就增大，所以等效将CS的阈值降低了。也就是补偿的意思，使得CS关断阈值随线电压增大而减小，从而抵消因为关断延迟所造成的误差。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 还有最后一个问题，我怎样才知道这个电阻调试好了呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 输入电压从85-265V时，输出电流都在你的设计范围内就可以了。 |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 我最近用OB2532 正好是PSR的，做了一个电源，在不带载的情况下，输出从10V涨到了30V，这是为何？
在输出端加一个1K的假负载时，电压在0-2V内变化，这是为何？ |
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| | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | | 你是指带了1K假负载输出电压只有2V且是跳动的？
不带载从10V涨到30V(没假负载）估计电路不断的尝试启动，但启动后又因某些因数而关闭。 |
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| | | | | | | | | | | | | 点击率，点击率，说滴是点击率哈  ，不是回帖数目，回帖数目过万，那真是做梦了。只有网易新闻  |
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| | | | | 受益匪浅，不回复自己都有点说不过去，谢谢林工无私的分享，两年前就已经对PSR分析如此透彻，不愧为大师 |
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| | | | | | | 顶!学到很多,不过不明白所有回复时间全都是2010-6-25? |
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| | | | | | | 确实不错，但总有总似曾相识的感觉，感觉一年多前看过他的同胞兄弟贴一般，只不过标题貌似有些大相径庭 |
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| | | | | 请问下PSR最大可以做到多少W?我已经做了一款40W,已经量产 |
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| | | | | | | PSR模式下能实现多路输出吗？如果能的话，辅助绕组上到底反映的哪个次级输出的电压呢？
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| | | | | 林工你好，我想问一下现在CC模式下恒流精度能达到多少？我是用数字实现的，可是精度比较低，应该从哪方面进行补偿呢？但是Vpeak的值都是公式计算出来的固定值，除了线电压补偿还应从哪方面进行考虑呢？ |
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| | | | | | | | | | | | | 不知道楼主其他的贴在哪可以找到？非常关注楼主的帖子。谢谢。
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很好的分析
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